(中國(guó)空間技術(shù)研究院 西安分院，西安710100)

1 引 言

現(xiàn)代通信標(biāo)準(zhǔn)采用高階調(diào)制方式來(lái)提高數(shù)據(jù)速率和頻譜利用率，這導(dǎo)致高峰均功率比(Peak-to-Average Power Ratio，PAPR)值。不幸的是，高PAPR降低了傳統(tǒng)射頻(Radio Frequency,RF)功放(Power Amplifier,PA)的轉(zhuǎn)換效率。故提高PA大回退功率處的效率成為國(guó)內(nèi)外的研究焦點(diǎn)。

Doherty放大器技術(shù)因回退功率處效率高而得到重視。然而，傳統(tǒng)Doherty負(fù)載調(diào)制僅回退6 dB，而現(xiàn)代通信(如LTE、5G、WiMAX)PAPR 典型范圍為8～12 dB。

限制傳統(tǒng)Doherty放大器在現(xiàn)代通信中應(yīng)用的另一個(gè)因素是帶寬，實(shí)際傳統(tǒng)Doherty放大器有限的帶寬(<10%[1])不能滿(mǎn)足寬帶工作的需要，因?yàn)殚L(zhǎng)期演進(jìn)(Long-Term Evolution,LTE) Advanced所需聚合帶寬大于100 MHz。再者，當(dāng)舊的無(wú)線(xiàn)標(biāo)準(zhǔn)需要向下兼容時(shí)，寬帶放大器可減小硬件冗余。

近年來(lái)，Qureshi提出將管子輸出電容和引線(xiàn)電感吸收進(jìn)類(lèi)集總傳輸線(xiàn)(Quasi-lumped Transmission Line)阻抗變換器中，這是增加傳統(tǒng)Doherty帶寬的關(guān)鍵。文獻(xiàn)[1-2]幾乎獨(dú)立地提出非對(duì)稱(chēng)漏極偏置可以擴(kuò)展Doherty的工作帶寬。另外，文獻(xiàn)[3]指出結(jié)合混合輸入信號(hào)和非對(duì)稱(chēng)偏置還可以擴(kuò)展寬帶Doherty功率回退范圍，通過(guò)調(diào)節(jié)主功放的漏極偏壓，使得Doherty在很大功率回退范圍保持較高的效率。文獻(xiàn)[4]從理論上推導(dǎo)出通過(guò)調(diào)節(jié)主功放的漏壓和輔助功放的柵壓可以控制回退功率,實(shí)現(xiàn)寬帶Doherty的效率可重構(gòu)，然而靠手動(dòng)調(diào)節(jié)偏壓在試驗(yàn)階段是可行的，在工程應(yīng)用中，現(xiàn)行的移動(dòng)通信系統(tǒng)多采用高PAPR的非恒定包絡(luò)調(diào)制方式，若采用手動(dòng)調(diào)節(jié)偏壓明顯增加了時(shí)間成本和人力成本。

本文提出采用包絡(luò)跟蹤(Envelope Tracking，ET)的方法來(lái)實(shí)現(xiàn)根據(jù)輸入信號(hào)的包絡(luò)大小自適應(yīng)調(diào)節(jié)主功放的漏壓和輔助功放的柵壓，仿真設(shè)計(jì)結(jié)果驗(yàn)證了此方法的正確性和有效性。

2 固定偏壓的寬帶Doherty設(shè)計(jì)

為了包絡(luò)跟蹤的寬帶Doherty設(shè)計(jì)，以及方便其研究比較，先設(shè)計(jì)固定偏壓下的Doherty。主輔功放均選用Cree公司CGH40010F，如圖1所示，兩管子輸出端通過(guò)類(lèi)集總λ/4傳輸線(xiàn)連接,其特性阻抗ZT和電長(zhǎng)度θ可通過(guò)文獻(xiàn)[5]中提出的解析公式直接求出。主功放偏置在深A(yù)B類(lèi)，柵極偏壓為-2.9 V；輔助功放偏置在C類(lèi)，漏極偏壓取56 V[2]。兩管子采用相同的輸入匹配，先用微帶線(xiàn)和RC并聯(lián)使管子工作在穩(wěn)定區(qū)，再通過(guò)一段傳輸線(xiàn)將輸入阻抗變換為實(shí)數(shù)，最后通過(guò)Klopfenstein漸變線(xiàn)寬帶匹配到50 Ω。

圖1 固定偏壓的寬帶Doherty原理圖Fig.1 Schematic circuit diagram of broadband Doherty with fixed bias

對(duì)固定偏壓的寬帶Doherty，根據(jù)文獻(xiàn)[4]中理論，調(diào)節(jié)低的主功放漏偏和高的輔助功放柵偏可實(shí)現(xiàn)回退效率可調(diào)。圖2是在A(yíng)DS(Advanced Design System)環(huán)境下設(shè)計(jì)回退功率X分別為6 dB、8 dB、10 dB時(shí)得到的PAE(Power Added Efficiency)曲線(xiàn)，驗(yàn)證了可以通過(guò)調(diào)節(jié)主功放的漏偏和輔助功放的柵偏來(lái)控制回退功率大小。圖3和圖4分別是1.0 GHz和1.4 GHz時(shí)PAE在不同的功率回退范圍的變化情況，表明回退效率在回退范圍X增加時(shí)有所降低，這是因?yàn)橹鞴Ψ旁诘吐簳r(shí)受導(dǎo)通電阻Ron影響較大。主功放的漏壓和輔助功放的柵壓偏置條件，如表1所示。1.2 GHz時(shí)的增益如圖5所示，X為6 dB、8 dB、10 dB偏置條件下，由于X=10 dB時(shí)是小功率輸入，主功放的漏壓較低，故增益較小，但當(dāng)輸出功率接近飽和時(shí)，增益與X為6 dB和8 dB相差不大。

圖2 1.2 GHz時(shí)固定偏壓與ET情況下PAEFig.2 Simulated PAE for fixed bias and ET at 1.2 GHz

圖3 1.0 GHz時(shí)固定偏壓與ET情況下PAEFig.3 Simulated PAE for fixed bias and ET at 1.0 GHz

圖4 1.4 GHz時(shí)固定偏壓與ET情況下PAEFig.4 Simulated PAE for fixed bias and ET at 1.4 GHz

表1 回退范圍X為6 dB、8 dB、10 dB對(duì)應(yīng)的偏置條件Tab.1 Bias condition for back-off level X=6,8,10 dB

圖5 1.2 GHz時(shí)固定偏壓與ET情況下增益Fig.5 Simulated gain for fixed bias and ET at 1.2 GHz

3 ET寬帶Doherty設(shè)計(jì)

為了減小手動(dòng)調(diào)節(jié)固定偏壓的寬帶Doherty的人力和時(shí)間成本，筆者提出基于ET的Doherty。電路設(shè)計(jì)的原理圖如圖6所示，射頻輸入經(jīng)過(guò)弱耦合分出少量調(diào)制信號(hào)，調(diào)制信號(hào)中攜帶全部的包絡(luò)信息，經(jīng)過(guò)線(xiàn)性放大器和二極管包絡(luò)檢波得到包絡(luò)電壓，通過(guò)壓控電壓源和直流電壓源的組合來(lái)為主功放的漏極和輔助功放的柵極提供偏壓。絕大部分射頻信號(hào)輸入功分器分配給主功放和輔助功放參與功率放大，最后經(jīng)過(guò)輸出端合成網(wǎng)絡(luò)輸出。

ET電路中線(xiàn)性放大器的增益60 dB，檢波二極管RS=2 Ω，Cj0=5 fF，考慮到二極管的輸出包絡(luò)電壓主要受射頻輸入包絡(luò)的控制，而壓控電壓源的輸出電壓與檢波二極管的輸出包絡(luò)電壓成線(xiàn)性關(guān)系，為了讓壓控電壓源和直流電壓源的組合逼近表1，提出線(xiàn)性映射的方法，以主功放漏壓為例闡述其原理：

(1)先給壓控電壓源增益GD、GD1初設(shè)一個(gè)初始值，如表2第二列所示Vdm;直流電壓源初始值為0，即短路。

表2 不同回退范圍下Vdm和的對(duì)應(yīng)關(guān)系Tab.2 The correspondence of Vdm with at different back-off levels

(2)將仿真結(jié)果圖7在小功率(Pin=18 dBm)和大功率(Pin=34 dBm)兩處給出的Vdm按線(xiàn)性對(duì)應(yīng)關(guān)系V′=aV+b投影，求得參數(shù)a=0.245 098,b=14.651 96,aGD=3.756 373×10-3。

圖7 初始值情況下偏壓V隨Pin變化Fig.7 The bias voltage versus the input power in the initial condition

(3)返回電路修改GD為aGD，直流電壓源Vdc為b。

(4)同樣的方法計(jì)算Vga、aGD、b，如表3所示。

表3 對(duì)應(yīng)關(guān)系及a、b、aGD計(jì)算結(jié)果Tab.3 The correspondence and calculated results of a,b and aGD

經(jīng)過(guò)線(xiàn)性計(jì)算后偏壓Vdm、Vga如圖8所示，在不同的功率回退，符合表1中的偏壓。當(dāng)然亦可以通過(guò)改變線(xiàn)性映射關(guān)系來(lái)設(shè)計(jì)最大回退范圍，達(dá)到應(yīng)用要求的ET寬帶Doherty。

圖8 線(xiàn)性映射后偏壓V隨Pin變化Fig.8 The bias voltage versus the input power after the linearity mapping

包含ET的寬帶Doherty的PAE如圖2～4，可以看出在10 dB功率回退范圍，效率明顯高于X=10 dB固定偏置，原因是固定偏置主功放很低的漏壓在高功率區(qū)域嚴(yán)重降低了Doherty的增益(如圖5～7)，造成效率下降。為了檢測(cè)ET的引入是否造成線(xiàn)性度的惡化，圖9比較了1.2 GHz±5 MHz固定偏置與ET下的IM3，可以看到無(wú)論是上邊帶還是下邊帶均沒(méi)有惡化。

圖9 1.2 GHz±5 MHz固定偏置與ET下的Doherty IM3對(duì)比Fig.9 The IM3 comparison between fixed bias and ET at 1.2 GHz±5 MHz

4 結(jié) 論

本文提出的包絡(luò)跟蹤寬帶Doherty設(shè)計(jì)中采用線(xiàn)性映射來(lái)降低ET設(shè)計(jì)的難度，根據(jù)輸入信號(hào)包絡(luò)大小映射主功放漏極偏壓和輔助功放的柵極偏

壓，實(shí)現(xiàn)效率在大動(dòng)態(tài)范圍內(nèi)較固定偏壓Doherty放大器提高了8%。引入包絡(luò)跟蹤顯著降低了寬帶Doherty手動(dòng)調(diào)節(jié)偏壓的人力成本和時(shí)間成本，為此類(lèi)放大器設(shè)計(jì)提供了參考。