（西南交通大學(xué) 電磁場(chǎng)與微波技術(shù)研究所，四川 成都 610031）

近年來(lái)，在無(wú)線(xiàn)通信技術(shù)的推動(dòng)下，現(xiàn)代通信天線(xiàn)向?qū)掝l帶、小型化、高增益、低成本的方向發(fā)展。貼片天線(xiàn)因其體積小、低剖面、制作簡(jiǎn)單、易集成于微波電路等特點(diǎn)引起了人們的廣泛關(guān)注。貼片天線(xiàn)必需的元件包括地板、輻射板、饋電結(jié)構(gòu)和必要介質(zhì)基板的支撐。通常，在天線(xiàn)輻射板和接地板之間采用價(jià)格低廉的發(fā)泡層，兩板之間的間距為(0.03～0.12)λg（λg為匹配好的阻抗帶寬低端頻率的波長(zhǎng)）。由于間距較大，介電常數(shù)較低，常采用同軸長(zhǎng)探針或類(lèi)似的饋電結(jié)構(gòu)對(duì)輻射板進(jìn)行饋電激勵(lì)。但長(zhǎng)探針會(huì)引入較大的引線(xiàn)電感，從而導(dǎo)致差的阻抗匹配，對(duì)于一般的貼片天線(xiàn)阻抗帶寬限制在 8%左右。想要實(shí)現(xiàn)滿(mǎn)足現(xiàn)代移動(dòng)通信要求的帶寬，就必須設(shè)計(jì)一些新型的阻抗匹配技術(shù)。

目前，微帶貼片天線(xiàn)常采用在諧振頻率附近引入一個(gè)額外的諧振體來(lái)增加微帶貼片天線(xiàn)的阻抗帶寬。這些寄生的諧振體（通常也是貼片）可以附著在主貼片的同一層上[1]；或疊加在主貼片上，做成雙層或多層天線(xiàn)[2]。前一種通過(guò)縫隙耦合的方式引入額外的諧振，但是增加了天線(xiàn)的體積，這與小型化天線(xiàn)的目標(biāo)相背。后一種疊層結(jié)構(gòu)中，由于主貼片與疊層貼片之間的強(qiáng)耦合，附加的諧振器被激勵(lì)得較好。對(duì)于單層的貼片天線(xiàn)，為了引入額外的諧振，可以采用在輻射板上刻出一條或多條縫隙。通過(guò)在輻射板上的不同位置開(kāi)不同形狀的槽縫隙，縫隙邊緣電流引入了附加諧振，同時(shí)，縫隙也引入容抗，與探針的感抗相抵消，從而展寬頻帶。大量研究[3-8]表明，大的寬長(zhǎng)比W/L和h＞0.06λ1的厚度以及在輻射體上刻出各種形狀的槽縫隙可以達(dá)到 20%的頻率帶寬。

為了設(shè)計(jì)一種適用于 FDD-LTE/WCDMA的微帶貼片天線(xiàn)，本文提出了一種在輻射板上開(kāi)新型倒“T”形槽縫隙的結(jié)構(gòu)，引入額外諧振。同時(shí)設(shè)計(jì)了一種新的饋電結(jié)構(gòu)，在饋電探針和輻射板之間插入垂直饋電片，來(lái)補(bǔ)償饋電探針和輻射板之間由于長(zhǎng)探針引入的高感抗。通過(guò)改變槽的尺寸、位置和形狀可以有效改善天線(xiàn)的阻抗帶寬，獲取更寬頻段。仿真結(jié)果表明，該天線(xiàn)的S11≤–10 dB的相對(duì)帶寬為30%，覆蓋1.7～2.3 GHz頻段，滿(mǎn)足通信系統(tǒng)頻段的帶寬要求，工作性能穩(wěn)定，1×2陣列天線(xiàn)最大增益達(dá)到12.6 dBi，輻射特性好，滿(mǎn)足基站天線(xiàn)設(shè)計(jì)要求。

1 天線(xiàn)設(shè)計(jì)

本天線(xiàn)的設(shè)計(jì)遵從傳統(tǒng)的微帶貼片天線(xiàn)設(shè)計(jì)理念，圖1給出了天線(xiàn)的幾何結(jié)構(gòu)。天線(xiàn)最上層為矩形輻射板，中間為饋電結(jié)構(gòu)，下層為介質(zhì)基板和接地板。

圖1 天線(xiàn)視圖Fig.1 Views of the antenna

介質(zhì)基板采用 FR4介質(zhì)材料（εr=3.38 tanδ=0.0037），厚度為Hs，大小為 180 mm×96 mm。介質(zhì)基板下方為接地板，位于xy平面，z軸在接地板的幾何中心。輻射貼片通過(guò)4個(gè)塑料支柱固定在介質(zhì)基板上，塑料柱的半徑為2 mm，支柱的材料為T(mén)eflon_Based（εr=2.08）。

輻射板大小為W×L，與介質(zhì)基板的距離為Hg。在輻射板上開(kāi)有倒“T”形槽，如圖1（b），槽位于輻射貼片中央，距離貼片邊緣為Dt，為了增大帶寬，在槽中央設(shè)計(jì)一個(gè)用于饋電的薄板，與槽的兩邊緣相距L2。薄板中央下方垂直焊接一個(gè)大小為L(zhǎng)f×Wf的矩形銅薄片，矩形饋電貼片由50 Ω的同軸探針在底部饋電。SMA同軸探針位于接地板底部，饋電點(diǎn)位于輻射板中心。因此，輻射板是由一個(gè)銅板線(xiàn)性饋電而不是由一個(gè)探針點(diǎn)饋電。為了增大貼片天線(xiàn)的阻抗帶寬，在輻射板和探針之間增加了一個(gè)阻抗變換器。同時(shí)，阻抗匹配的提高還可通過(guò)調(diào)整輻射板與地板之間的距離Hg，當(dāng)Hg增大時(shí)，輸入電容也會(huì)相應(yīng)增大。

本設(shè)計(jì)天線(xiàn)主要工作在1.7～2.3 GHz頻段。由于天線(xiàn)的諧振頻率與輻射貼片的尺寸和開(kāi)槽縫隙的形狀以及尺寸有關(guān)，通過(guò)改變天線(xiàn)的結(jié)構(gòu)參數(shù)來(lái)達(dá)到調(diào)整諧振頻率的目的。輻射貼片尺寸與諧振頻率的關(guān)系如下[9]：

式中：c為光速；fr為天線(xiàn)的諧振頻率；εr為相對(duì)介電常數(shù)；εe為有效介電常數(shù)；DL為貼片的延伸常數(shù)。

通過(guò)上述(1)～（4）式，得到未加載“T”形縫隙的矩形貼片天線(xiàn)的近似尺寸，再通過(guò) HFSS建模，加載“T”型縫隙仿真優(yōu)化，得到天線(xiàn)性能較好的一組天線(xiàn)結(jié)構(gòu)參數(shù)。天線(xiàn)的具體參數(shù)如表1所示。

表1 天線(xiàn)的結(jié)構(gòu)參數(shù)Tab.1 Parameters of the antenna mm

由于現(xiàn)在通信環(huán)境復(fù)雜，對(duì)天線(xiàn)增益要求高，因此在天線(xiàn)單元基礎(chǔ)上，組成一個(gè)1×2的天線(xiàn)陣列，為了滿(mǎn)足基站天線(xiàn)對(duì)輻射增益的要求，并增加一個(gè)天線(xiàn)反射板的設(shè)計(jì)。圖2給出了1×2天線(xiàn)陣列的結(jié)構(gòu)和尺寸結(jié)果。兩個(gè)輻射貼片通過(guò)八個(gè)塑料支柱固定在介質(zhì)基板上，基板下表面為接地金屬層。天線(xiàn)饋電結(jié)構(gòu)印刷在基板的上表面，陣列采用如圖2（b）所示的等相位等振幅的并饋結(jié)構(gòu)，這種一分二功分器可覆蓋1.7～2.3 GHz的帶寬，基本形式是Wilkinson功率分配器。在距離天線(xiàn)下方四分之一波長(zhǎng)處加一個(gè)平板反射器，反射板尺寸為360 mm×150 mm，通過(guò)金屬支柱將天線(xiàn)支架固定在反射板上。金屬柱的半徑為2 mm，高為27.5 mm。

2 仿真分析

影響天線(xiàn)性能的主要因素有輻射貼片尺寸，開(kāi)槽縫隙的形狀和尺寸以及輻射板與地板之間的距離。利用三維電磁仿真軟件 HFSS對(duì)該天線(xiàn)進(jìn)行仿真優(yōu)化，天線(xiàn)的阻抗特性頻段為1.7～2.3 GHz。在保持其他參數(shù)不變的情況下，天線(xiàn)的反射系數(shù)S11隨縫隙的臂長(zhǎng)L1以及天線(xiàn)的高度Hg變化的頻率特性曲線(xiàn)如圖3和圖4所示。由圖3可知，當(dāng)天線(xiàn)縫隙L1增大時(shí)，由天線(xiàn)產(chǎn)生的主諧振頻率和縫隙引入的額外諧振頻率相互靠近，從而展寬天線(xiàn)的阻抗帶寬，當(dāng)L1=25 mm時(shí)，天線(xiàn)的阻抗匹配達(dá)到最佳。

圖2 陣列天線(xiàn)視圖Fig.2 View of array antenna

圖3 天線(xiàn)反射系數(shù)S11和L1的關(guān)系Fig.3 Relationship of S11 of antenna and L1

由圖4可知，改變天線(xiàn)輻射貼片與地板的距離Hg，即改變空氣層的厚度，從而對(duì)天線(xiàn)的阻抗匹配有較大影響，當(dāng)距離Hg=10 mm時(shí)，天線(xiàn)阻抗帶寬達(dá)到最大。天線(xiàn)的仿真結(jié)果證明：天線(xiàn)縫隙的臂長(zhǎng)L1以及天線(xiàn)的高度Hg對(duì)天線(xiàn)的阻抗匹配有較大影響。

圖4 天線(xiàn)反射系數(shù)S11和Hg的關(guān)系Fig.4 Relationship of S11 of antenna and Hg

通過(guò) HFSS軟件對(duì)天線(xiàn)各個(gè)結(jié)構(gòu)參數(shù)進(jìn)行仿真優(yōu)化后，得到了單元貼片天線(xiàn)反射系數(shù)S11的頻率特性曲線(xiàn)如圖5。仿真結(jié)果顯示本設(shè)計(jì)微帶貼片天線(xiàn)實(shí)現(xiàn)了S11≤–10 dB的阻抗帶寬為30%，覆蓋了1.7～2.3 GHz頻段。在頻段內(nèi)平均增益達(dá)到8.3 dBi，在1.9 GHz時(shí)主射方向最大增益達(dá)到9.2 dBi。表2給出了該單元天線(xiàn)與其他微帶貼片天線(xiàn)的性能對(duì)比結(jié)果?？梢钥闯?，此天線(xiàn)有著良好的帶寬和輻射特性，在增益和帶寬方面明顯優(yōu)于其他微帶貼片天線(xiàn)。

圖5 天線(xiàn)S11和增益曲線(xiàn)Fig.5 S11 and gain plots of the antenna

表2 微帶貼片天線(xiàn)結(jié)果對(duì)比Tab.2 Comparison of the proposed antenna with other reported works

圖6為天線(xiàn)陣列和天線(xiàn)單元的反射系數(shù)S11和增益對(duì)比，當(dāng)天線(xiàn)組成陣列后，由于兩個(gè)天線(xiàn)之間相互耦合，會(huì)激勵(lì)新的模式，產(chǎn)生新的諧振頻率點(diǎn)，但會(huì)對(duì)阻抗匹配產(chǎn)生影響，因此陣列天線(xiàn)出現(xiàn)3個(gè)諧振頻率。天線(xiàn)的增益G與最大有效孔徑面積的關(guān)系如下式：

式中：λ為天線(xiàn)的工作波長(zhǎng)；Ae是天線(xiàn)的有效孔徑面積（接近實(shí)際的物理孔徑面積）。陣列天線(xiàn)在1.7～2.3 GHz工作頻段內(nèi)，平均增益達(dá)到10.6 dBi，在1.9 GHz時(shí)主射方向最大增益達(dá)到12.06 dBi。根據(jù)式（5）可知，二單元陣列天線(xiàn)的有效孔徑面積Ae是單元天線(xiàn)的兩倍，因此在1.9 GHz時(shí)陣列天線(xiàn)主射方向最大增益相比單元天線(xiàn)提高3 dBi，理論結(jié)果與仿真結(jié)果相近。

圖6 陣列天線(xiàn)與單元天線(xiàn)S11和增益曲線(xiàn)Fig.6 S11 and gain plots of element and array antenna

圖7為矩形輻射貼片表面電流的分布。由圖7（a）可以看出在矩形貼片上加載一個(gè)倒“T”型槽，貼片上電流的分布發(fā)生改變，主要集中在槽縫隙周?chē)?，?dǎo)致貼片的主模受到擾動(dòng)，從而在低頻段諧振頻率也發(fā)生相應(yīng)的改變。在高頻段，天線(xiàn)會(huì)激勵(lì)高次模，表面電流分布如圖7（b），電流除了主要分布在槽縫隙周?chē)?，還分布在輻射貼片的邊緣?？梢?jiàn)，通過(guò)加載縫隙的方法可以改變貼片表面電流路徑，可增大天線(xiàn)的工作頻帶。

其次，對(duì)天線(xiàn)在1.7～2.3 GHz的輻射波瓣圖進(jìn)行了分析研究，圖8給出了單元天線(xiàn)和陣列天線(xiàn)工作在1.7～2.3 GHz的E面和H面（即Phi=90°和Phi=0°）輻射波瓣圖。如圖8中，當(dāng)天線(xiàn)工作在低于2 GHz的頻段時(shí)，天線(xiàn)波瓣圖類(lèi)似于貼片天線(xiàn)，且E面和H面主射方向均在0°方向；當(dāng)天線(xiàn)工作在高于2 GHz頻段時(shí)，天線(xiàn)會(huì)激勵(lì)高次模，天線(xiàn)的輻射波瓣圖在主射方向發(fā)生了比較大的畸變。陣列天線(xiàn)的最大增益如圖6，在低頻段（1.6～2.0 GHz）天線(xiàn)主要產(chǎn)生主模，增益超過(guò)了 11.34 dBi，最大增益達(dá)到 12.06 dBi。在高頻段（2.0～2.3 GHz），天線(xiàn)激勵(lì)高次模，增益有所降低，但整體輻射性能良好。

圖7 天線(xiàn)工作時(shí)的電流分布圖Fig.7 The current distributions of the antenna

圖8 單元天線(xiàn)和陣列天線(xiàn)在各個(gè)中心頻率的輻射方向圖Fig.8 The radiation patterns of the element and array antenna at 1.7, 1.9, 2.1, 2.3 GHz

3 結(jié)論

提出了一種加載倒T型縫隙的貼片天線(xiàn)。天線(xiàn)工作于1.7～2.3 GHz頻段，S11≤–10 dB的相對(duì)帶寬為 30%，天線(xiàn)的整體輻射特性良好，1×2天線(xiàn)陣列最大增益達(dá)到 12.6 dBi，可應(yīng)用于 FDD-LTE和WCDMA工作頻段的移動(dòng)通信基站。

參考文獻(xiàn)：

[1]DING K, GAO C, QU D X. Compact broadband circularly polarized antenna with parasitic patches [J]. IEEE Trans Antenna Propagation, 2017, 65(9): 4854-4857.

[2]SUN D, DOU W B, YOU L Z. A broadband proximity-coupled stacked microstrip antenna with cavity-backed configuration [J]. IEEE Antenna Wireless Propagation Lett, 2011, 10: 1055-1058.

[3]KHAN M, CHATTERJEE D. Characteristic mode analysis of a class of empirical design techniques for probe-fed,U-slot microstrip patch antennas [J]. IEEE Trans Antenna Propagation, 2016, 64(7): 2758-2770.

[4]尹繼亮. 一種新型 V型槽圓極化微帶貼片天線(xiàn) [J]. 電子元件與材料, 2017, 36(1): 72-75.

[5]趙廣雷, 龔龍艷. 具有雙頻帶阻特性的超寬帶天線(xiàn)的設(shè)計(jì) [J]. 電子元件與材料, 2016, 35(3): 64-66.

[6]LIAO S W, XUE Q, XU J H. Parallel-plate transmission line and l-plate feeding differentially driven H-slot patch antenna [J]. IEEE Antenna Wireless Propagation Lett, 2012,11: 640-644.

[7]HE M, YE X H, ZHOU P Y. A small-size dual-feed broadband circularly polarized U-slot patch antenna [J].IEEE Antenna Wireless Propagation Lett, 2014, 14:898-901.

[8]LIU S, WU W, FANG D G. Single-feed dual-layer dual-band E-shaped and U-slot patch antenna for wireless communication application [J]. IEEE Antenna Wireless Propagation Lett, 2015, 15: 468-471.

[9]張鈞, 劉克城, 張賢峰. 微帶天線(xiàn)理論與工程 [M]. 北京: 國(guó)防工業(yè)出版社, 1988: 12-33.

[10]XIE J J, YIN Y Z, REN J, et al. A wideband dual-polarized patch antenna with electric probe and magnetic loop feeds[J]. Prog Electromagn Res, 2012, 132: 499-515.

[11]LIU S, QI S S, WU W. Single-layer single-patch four-band asymmetrical U-slot patch antenna [J]. IEEE Trans Antenna Propagation, 2014, 62(9): 4895-4899.

[12]MISHRA R, MUCHHAL N, RAVI S M. Multiple T slot compact & ultra wide band microstrip patch antenna for wimax applications [C]//2014 IEEE Students’ Conference on Electrical, Electronics and Computer Science. NY, USA:IEEE, 2014.

[13]KHIDRE A, LEE K F, ELSHERBENI A Z, et al. Wide band dual-beam U-slot microstrip antenna [J]. IEEE Trans Antenna Propagation, 2013, 61(3): 1415-1418.