余文勝，張忠祥，吳先良，張奧運(yùn)

（1. 安徽大學(xué) 電子信息工程學(xué)院，安徽 合肥 230601；2. 合肥師范學(xué)院 電子信息工程學(xué)院，安徽 合肥230601；3. 偏振光成像探測(cè)技術(shù)安徽省重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，安徽 合肥 230031）

隨著現(xiàn)代通信技術(shù)的快速發(fā)展，無(wú)線通信系統(tǒng)變得越來(lái)越復(fù)雜，這對(duì)于系統(tǒng)中的天線部件提出了更高的要求。小型化、寬頻帶天線成為了通信天線的主流設(shè)計(jì)方向；另外，使用雙極化天線能夠通過(guò)極化分集和頻率復(fù)用來(lái)有效增加通信容量和減少多徑衰落，這也使得雙極化天線在通信領(lǐng)域備受關(guān)注。

近些年來(lái)，電磁偶極子天線因其具有穩(wěn)定的單向輻射能力，在通信系統(tǒng)中被廣泛關(guān)注。在國(guó)內(nèi)外已經(jīng)發(fā)表的論文中，具有不同特性的電磁偶極子天線陸續(xù)被提出[1-5]，例如低剖面特性、雙極化特性以及圓極化特性。但是上述文獻(xiàn)中所設(shè)計(jì)天線均不能同時(shí)滿(mǎn)足阻抗帶寬覆蓋 1.7～2.7 GHz的通信頻段和實(shí)現(xiàn)雙極化要求。例如在文獻(xiàn)[5]中，通過(guò)使用加載超材料方法實(shí)現(xiàn)了電磁偶極子天線的小型化，該天線實(shí)現(xiàn)了1.7～2.67 GHz的阻抗帶寬，但是未能實(shí)現(xiàn)雙極化功能，并且由于加載超材料方式導(dǎo)致天線結(jié)構(gòu)相對(duì)復(fù)雜。此外，印刷偶極子天線和寬帶單極子天線因質(zhì)量小、低損耗以及剖面低等特性在通信系統(tǒng)中也得到了廣泛使用[6-8]。例如文獻(xiàn)[8]提出了一種緊湊型雙極化印刷偶極子天線。該天線實(shí)現(xiàn)了 52%的相對(duì)帶寬，同時(shí)獲得了穩(wěn)定增益。但是該天線結(jié)構(gòu)復(fù)雜，難于組裝制造，并且天線尺寸較大。

基于以上研究，本文提出了一種±45°緊湊型雙極化電磁偶極子天線。該天線阻抗帶寬覆蓋了1.7～2.7 GHz的常用通信頻段，并且用較為簡(jiǎn)單的結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)了天線的小型化、寬頻帶以及雙極化要求。與初始設(shè)計(jì)天線模型相比，該天線具有更寬的阻抗帶寬以及更小的尺寸。此外，該天線具有穩(wěn)定的增益以及良好的單向輻射能力，可以被應(yīng)用在無(wú)線通信系統(tǒng)中。

1 天線結(jié)構(gòu)和設(shè)計(jì)原理

本文設(shè)計(jì)的電磁偶極子天線主要分為天線輻射部分和天線饋電部分，天線結(jié)構(gòu)如圖1所示。整個(gè)天線輻射部分材料是鋁。接地板尺寸是130 mm×130 mm×1 mm。其中天線輻射部分由垂直短路面、平面偶極子天線以及底板三部分構(gòu)成。天線輻射部分初始設(shè)計(jì)如圖2(a)中模型A所示。通過(guò)改變天線輻射表面的形狀，延長(zhǎng)了表面輻射電流路徑，從而實(shí)現(xiàn)了天線的小型化。最終設(shè)計(jì)模型如圖 2(b)中模型 B所示。經(jīng)計(jì)算，模型B與模型A相比，面積減小了14%。

圖1 天線3D結(jié)構(gòu)模型圖Fig.1 3-D view of proposed antenna

圖2 天線輻射表面電流分布圖Fig.2 Simulated current distribution on antenna radiating patch

如圖3展示最終天線輻射部分的三視圖。平面偶極子天線的形狀是不規(guī)則的五邊形，厚度是 1 mm。為了減少組裝和測(cè)試誤差，整個(gè)天線輻射部分采用一體化設(shè)計(jì)。呈對(duì)稱(chēng)分布的垂直短路面頂部連接平面偶極子天線，底部通過(guò)一個(gè)厚度為1 mm的底板相連。通過(guò)底板上中間的孔可將輻射部分與地板固定在一起，天線饋電部分末端穿過(guò)其余兩個(gè)孔與同軸線連接頭相連給天線饋電。

圖3 天線輻射部分三視圖Fig.3 Top and side views of the radiating element

減小天線水平輻射面的尺寸，會(huì)影響天線的阻抗帶寬。本文設(shè)計(jì)出了一種采用兩條相互正交的線性漸變?chǔ)Ｐ宛伨€對(duì)天線進(jìn)行耦合饋電，如圖4(a)所示。每一個(gè)Γ型饋線由兩部分構(gòu)成：垂直傳輸線部分和耦合線部分。垂直傳輸線是一條線性漸變線，耦合線部分是一條倒L形狀的饋電帶。Γ型饋線距離垂直短路面的距離G=1.8 mm。為了減小不同極化之間的耦合影響，提高天線的隔離度，兩條天線饋線被設(shè)計(jì)成了不同高度。

為了展寬天線的工作帶寬，實(shí)現(xiàn)更好的阻抗匹配，在垂直傳輸線以及耦合線末端都引入了線性漸變結(jié)構(gòu)，其等效電路模型如圖4(b)所示。Γ型饋線底部連接著同軸線轉(zhuǎn)接頭（SMA），與相鄰的垂直短路面構(gòu)成了特性阻抗為Z0的傳輸線。饋線頂部給天線水平輻射面饋電，可以等效為末端負(fù)載阻抗ZL。線性漸變傳輸線可以看成長(zhǎng)度為ΔL的 N個(gè)增量節(jié)組成，從上一節(jié)到下一節(jié)的阻抗變化為ΔZ/N。當(dāng)節(jié)數(shù)N無(wú)限多時(shí)，各節(jié)之間的特征阻抗的階躍變化ΔZ/N隨之減小。如式(1)[9]所示，當(dāng)ΔZ足夠小時(shí)，每一節(jié)的階梯增量反射系數(shù)ΔΓ也非常小，因此天線可以實(shí)現(xiàn)較寬頻帶內(nèi)的阻抗匹配，從而展寬天線工作帶寬。

圖4 天線Γ型饋線模型圖Fig.4 Geometry and equivalent-circuit of the orthogonal Γ-shaped feeding strips

天線各部分結(jié)構(gòu)具體尺寸如下：L1=26.4 mm，L2=12.6 mm，L3=4.4 mm，L4=15.8 mm，W1=5.4 mm，W2=4.8 mm，W3=1.4 mm，W4=5 mm，W5=4.8 mm，W6=1.8 mm，H1=37 mm，H2=34.5 mm，H3=3 mm，H4=17 mm，H5=32.5 mm，H6=18.9 mm，G=1.8 mm。

為了更好地分析天線的輻射特性，本文利用HFSS13.0軟件研究了影響天線性能的兩個(gè)關(guān)鍵參數(shù)。

Γ型饋線與垂直短路面之間的距離G對(duì)天線回波損耗S11的影響如圖5所示。G的大小主要控制天線垂直短路面與饋電傳輸線之間的電磁耦合程度，可以發(fā)現(xiàn)，當(dāng)G逐漸增大，天線的諧振頻率逐漸向高頻段偏移。這是因?yàn)殡S著Γ型饋線的傳輸線部分遠(yuǎn)離垂直短路面，兩者之間的電磁耦合程度下降。Γ型饋線的傳輸線將能量更多地傳輸?shù)搅甩Ｐ宛伨€的耦合線部分，從而天線水平輻射面耦合能量得到增強(qiáng)。輻射能量更多地集中于靠近垂直短路面的部分，因此天線的諧振頻率逐漸向高頻段偏移。綜上所述，當(dāng)G=1.8 mm時(shí)，天線在無(wú)線通信頻段內(nèi)達(dá)到了最佳諧振效果。

圖5 Γ型饋線與垂直短路面之間的距離G對(duì)S11參數(shù)的影響Fig.5 Influence of distance G between Γ-shaped feeding strip and vertically oriented shorted patch on the antenna return loss

Γ型饋線水平耦合線的長(zhǎng)度L4對(duì)于天線的阻抗帶寬影響如圖6所示。可以發(fā)現(xiàn)，L4是影響天線高頻段阻抗匹配的重要參數(shù)之一。當(dāng)L4逐漸增大時(shí)，天線在高頻部分的諧振點(diǎn)逐漸往低頻方向移動(dòng)，天線諧振帶寬逐漸減小。這是因?yàn)殡S著水平耦合線的長(zhǎng)度L4的增加，天線在高頻段阻抗逐漸失配。綜合考慮天線的諧振頻段，取L4=15.8 mm時(shí)，天線的輻射性能最好。

圖6 Γ型饋線水平耦合線的長(zhǎng)度L4對(duì)S11參數(shù)的影響Fig.6 The influence of the length L4 of the Γ-shaped feeding strips horizontal coupling line on the antenna return loss S11

2 測(cè)試結(jié)果及分析

基于上述天線原理分析和參數(shù)分析，制作出了電磁偶極子天線的實(shí)物，如圖7所示。天線輻射部分與饋電體通過(guò)塑料夾具固定在一起，夾具由ABS 3D打印材料制作。利用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀對(duì)天線的S參數(shù)進(jìn)行測(cè)量，并且在微波暗室測(cè)量了天線的增益和遠(yuǎn)場(chǎng)輻射方向圖。

圖7 天線實(shí)物圖Fig.7 Photograph of fabricated antenna

所設(shè)計(jì)天線的仿真以及實(shí)測(cè)S參數(shù)如圖8所示。天線在1.63～2.78 GHz內(nèi)，實(shí)測(cè)S11參數(shù)和S22參數(shù)均低于–15 dB。并且天線兩個(gè)端口的隔離度 S21在1.7～2.7 GHz頻段內(nèi)均低于–25 dB。可以看出，天線的實(shí)測(cè)S參數(shù)與仿真S參數(shù)存在著不同，主要是由于天線實(shí)物的饋電部分與同軸線接頭焊接時(shí)，所導(dǎo)致的阻抗匹配程度減弱。并且，天線實(shí)物加工以及測(cè)量也會(huì)產(chǎn)生一定誤差。

圖8 天線S參數(shù)仿真和測(cè)試結(jié)果圖Fig.8 Simulated and measured S-parameters of proposed antenna

天線的測(cè)試增益如圖9所示?？梢钥闯?，天線分別在端口1饋電和端口2饋電時(shí)，測(cè)試的增益數(shù)據(jù)在所需要的頻段內(nèi)比較穩(wěn)定，平均增益均高于 8 dBi。端口1與端口2的增益不一致，這是由于兩個(gè)不同端口的饋電體高度不相同所導(dǎo)致的。

圖9 天線增益測(cè)試結(jié)果圖Fig.9 Measured gains of proposed antenna

天線在端口 1饋電時(shí)，1.7，2.2以及 2.7 GHz處的實(shí)測(cè)方向圖如圖10所示。可以看出，所設(shè)計(jì)天線在1.7～2.7 GHz頻段內(nèi)具有良好的單向輻射特性，天線在E面和H面的3 dB波瓣寬度和前后比值如表1所示。并且由天線的輻射方向圖可以看出，天線的主方向交叉極化比在整個(gè)頻段內(nèi)均大于17 dB。

表1 天線的半功率波瓣寬度和前后比值Tab.1 Measured 3 dB beamwidth and front-to-back ratio

圖10 天線在端口1饋電時(shí)的輻射方向圖Fig.10 Measured radiation patterns for port1 at 1.7, 2.2 and 2.7 GHz

3 結(jié)論

設(shè)計(jì)了一種使用 Γ型饋線耦合饋電的±45°緊湊型雙極化電磁偶極子天線。通過(guò)改變天線輻射面的形狀減小了天線的尺寸。利用線性漸變的Γ型饋線實(shí)現(xiàn)了更好的阻抗匹配，展寬了天線的帶寬。天線結(jié)構(gòu)緊湊、簡(jiǎn)單、尺寸小，工作頻段覆蓋了常用2G、3G、LTE通信頻段，并且在該通信頻段內(nèi)具有良好的單向輻射能力。因此，所設(shè)計(jì)天線能夠適用于移動(dòng)通信系統(tǒng)，也可以作為基站天線的一個(gè)陣列單元來(lái)使用。

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