孫 波

(南京郵電大學(xué) 電子科學(xué)與工程學(xué)院，江蘇 南京 210023)

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應(yīng)用于ISM頻段的高線性混頻器的設(shè)計(jì)

孫 波

(南京郵電大學(xué) 電子科學(xué)與工程學(xué)院，江蘇 南京 210023)

設(shè)計(jì)了一種用于ISM頻段的正交下變頻混頻器。在普通的吉爾伯特混頻器的基礎(chǔ)上，優(yōu)化電路結(jié)構(gòu)，采用共柵跨作為混頻器的導(dǎo)級(jí)，同時(shí)混頻器采用共跨導(dǎo)級(jí)正交結(jié)構(gòu)，并利用動(dòng)態(tài)電流注入技術(shù)減小噪聲和提高混頻器的增益。設(shè)計(jì)采用SMIC 0.18 μm CMOS工藝，1.8 V電壓供電，僅消耗電流4 mA。仿真結(jié)果顯示，混頻器增益為10.16 dB，1 dB壓縮點(diǎn)大約為0 dBm，噪聲系數(shù)為10.38 dB，電路性能參數(shù)滿足預(yù)期要求。

共柵級(jí)跨導(dǎo)；正交混頻器；動(dòng)態(tài)電流注入；線性度

根據(jù)頻譜規(guī)劃，2 400～2 483.5 MHz為ISM頻段[1]。該頻段主要是開(kāi)放給醫(yī)學(xué)、科學(xué)和工業(yè)3個(gè)主要機(jī)構(gòu)使用，只需遵守一定的發(fā)射功率(一般低于1 W)，并且不對(duì)其它頻段造成干擾即可[2-3]?；祛l器作為射頻前端的主要組成部分，混頻器性能的高低直接影響接收機(jī)的工作。為了追求混頻器的高線性性能，在文獻(xiàn)[4～5]中，多采用跨導(dǎo)級(jí)并聯(lián)工作在亞閾值區(qū)的MOS管消除三階跨導(dǎo)，然而這種方式受寄生參數(shù)的影響比較嚴(yán)重，不容易達(dá)到預(yù)期的設(shè)計(jì)。

文中介紹了一種用于ISM頻段的直接下變頻混頻器，為減小功耗混頻器采用開(kāi)關(guān)級(jí)公用跨導(dǎo)級(jí)結(jié)構(gòu),使IQ兩路混頻器集成到一塊芯片上，同時(shí)電路采用動(dòng)態(tài)電流注入技術(shù)，不僅降低了混頻器的噪聲還提高了混頻器的增益，仿真顯示其可有效降低開(kāi)關(guān)級(jí)閃爍噪聲對(duì)噪聲。與此同時(shí)，在中頻輸出后設(shè)計(jì)了源極跟隨器，方便了混頻器芯片的測(cè)試。

1 正交混頻器結(jié)構(gòu)

吉爾伯特混頻器可以實(shí)現(xiàn)IF-LO很高的隔離度，傳統(tǒng)的正交混頻器使用兩個(gè)獨(dú)立的混頻器功耗較大。本文采用共用跨導(dǎo)級(jí)混頻器如圖1所示，兩路混頻器使用一個(gè)跨導(dǎo)級(jí)，這種混頻器的兩個(gè)通道具有較高的匹配性，避免了混頻器的IQ兩路輸出由于跨導(dǎo)級(jí)晶體管的失配所帶來(lái)的誤差，同時(shí)減少了晶體管的使用，在一定程度上減小了噪聲和功耗。CMOS管M1，M2作為混頻器的跨導(dǎo)級(jí)，射頻信號(hào)從M1和M2的源極進(jìn)入；同時(shí)引入交叉耦合電容(Cross-Coupling Capacitor)提高電路增益，M3～M6作為I路開(kāi)關(guān)級(jí)，M7～M10作為Q路開(kāi)關(guān)級(jí)；PMOS管M11作為電流源，M12和M13構(gòu)成動(dòng)態(tài)電流注入結(jié)構(gòu)，兩個(gè)管子的柵極與開(kāi)關(guān)管的源極相連，同時(shí)該兩管的柵漏交叉相連；負(fù)載采取RC網(wǎng)絡(luò)，作為低通濾波器，可以抑制輸出的部分高頻信號(hào)，解決了混頻過(guò)程中的產(chǎn)生的毛刺，增加增益平坦度。

圖1 提出的正交混頻器結(jié)構(gòu)

1.1 共柵跨導(dǎo)級(jí)的設(shè)計(jì)

在已發(fā)表的正交混頻器結(jié)構(gòu)中[6-7]，跨導(dǎo)級(jí)采用的是共源極，較大的跨導(dǎo)可以提高混頻器的增益，但共源極做跨導(dǎo)會(huì)惡化電路的線性度。本文采用共柵極作為混頻器的跨導(dǎo)級(jí)，如圖2所示采用交叉耦合電容結(jié)構(gòu)[8]，結(jié)構(gòu)中的C1和C2分別將輸入的差分射頻信號(hào)耦合到跨導(dǎo)管的柵極進(jìn)行再次放大，假設(shè)共柵極跨導(dǎo)管的柵源電容為Cgs且忽略柵極寄生電容，則輸入的等效跨導(dǎo)Cm,eff為

圖2 混頻器的共柵極跨導(dǎo)

(1)

式中，C1,2為耦合電容；gm為共柵跨導(dǎo)管的跨導(dǎo)，從式(1)可以看出，當(dāng)共柵管M1和M2的柵源寄生電容滿足Cgs?C1,2；等效跨導(dǎo)將Cm,eff近是gm的兩倍。

此外，傳統(tǒng)的共源極做混頻器的跨導(dǎo)級(jí)，輸入電阻比較大，有利于電壓的傳輸，一般不需要輸入匹配就可以和前級(jí)低噪聲放大器級(jí)聯(lián)。然而共柵極做跨導(dǎo)級(jí)導(dǎo)致混頻器的輸入阻抗較小，如果不對(duì)混頻器輸入匹配會(huì)有損于電壓傳輸，需要對(duì)設(shè)計(jì)的混頻器輸入匹配。由于跨導(dǎo)級(jí)的源極通過(guò)電感Ls連接到地，所以直接在射頻輸入端串聯(lián)電容C，不僅可以達(dá)到輸入匹配50 Ω的目的，還起到了隔直作用。

1.2 動(dòng)態(tài)電流注入技術(shù)

電流注入有兩種方式:靜態(tài)電流注入[9-10]和動(dòng)態(tài)電流注入，靜態(tài)電流注入一般采用固定偏置抽取固定的偏置電流，會(huì)增加開(kāi)關(guān)管子的的1/f噪聲，同時(shí)由于靜態(tài)電流源的輸入阻抗不是理想的無(wú)窮大，導(dǎo)致混頻器的增益和線性度都會(huì)受到影響。本文采用的動(dòng)態(tài)電流注入技術(shù)如圖3所示。當(dāng)開(kāi)關(guān)管接近導(dǎo)通時(shí)，開(kāi)關(guān)級(jí)的兩個(gè)共源節(jié)點(diǎn)P和Q的電壓達(dá)到最低值時(shí)，M2和M3才導(dǎo)通，電流開(kāi)始注入。當(dāng)開(kāi)關(guān)管沒(méi)有同時(shí)導(dǎo)通時(shí)，共源節(jié)點(diǎn)P和Q的電壓上升，則M2和M3截止，沒(méi)有電流注入。動(dòng)態(tài)電流注入結(jié)構(gòu)會(huì)有效的降低1/f噪聲，同時(shí)動(dòng)態(tài)離子注入結(jié)構(gòu)會(huì)增加跨導(dǎo)級(jí)的跨導(dǎo)，增加電路的轉(zhuǎn)換增益。

圖3 電流注入技術(shù)

1.3 緩沖級(jí)的設(shè)計(jì)

為了能更好的驅(qū)動(dòng)50 Ω的測(cè)試儀器輸入阻抗，本設(shè)計(jì)在混頻器的輸出端加上源極跟隨器作為緩沖器來(lái)實(shí)現(xiàn)阻抗匹配和提供適當(dāng)?shù)尿?qū)動(dòng)能力 ，源極跟隨器如圖4所示。

圖4 源極跟隨器

在高頻裝置中源極跟隨器的增益如式(2)所示，驅(qū)動(dòng)一個(gè)負(fù)載RL的外部終端負(fù)載電壓增益為

(2)

從式(2)可以看出，M1需要夠大的尺寸，M1的跨導(dǎo)足夠大，使源極跟隨器的增益接近1。

2 仿真驗(yàn)證

基于Smic 0.18 CMOS工藝Cadence仿真驗(yàn)證設(shè)計(jì)。輸入射頻頻率為2.4 GHz,功率為-50 mW,本振輸入頻率為2.39 GHz，功率為2 mW。混頻器的1 dB壓縮點(diǎn)如圖5所示，由于采用了共柵極跨導(dǎo)級(jí)提高了線性度，高達(dá)0 dBm。設(shè)計(jì)的混頻器的噪聲系數(shù)如圖6所示，電路采用了動(dòng)態(tài)電流注入技術(shù)，明顯改善了混頻器的熱噪聲，當(dāng)輸出的中頻信號(hào)是10 MHz時(shí)，噪聲系數(shù)比沒(méi)采用電流注入技術(shù)的混頻器大約降低了7.6 dB?；祛l器的轉(zhuǎn)換增益如圖7所示，可以看出在頻帶內(nèi)增益平坦，轉(zhuǎn)換增益為10.16 dB。

圖5 混頻器1 dB壓縮點(diǎn)仿真結(jié)果

圖6 混頻器噪聲系數(shù)

圖7 混頻器轉(zhuǎn)換增益

參數(shù)文獻(xiàn)[12]文獻(xiàn)[13]文獻(xiàn)[14]文獻(xiàn)[15]本文工藝/CMOS018018018018018Rf頻率/GHz192452424電源電壓/V331181815工作電流/mA73245863轉(zhuǎn)換增益/dB611931102輸入1dB/dBm15-13-5-1150噪聲系數(shù)/dB1851395317310

表1列出了所改進(jìn)的正交下變頻混頻器和近年來(lái)已發(fā)表文獻(xiàn)混頻器的比較。從表1可以看出，所設(shè)計(jì)的混頻器的輸入1 dB壓縮點(diǎn)為最高，高達(dá)0 dBm，電路消耗的功耗僅高于文獻(xiàn)[12]，噪聲系數(shù)僅高于文獻(xiàn)[14]，但增益和線性度遠(yuǎn)優(yōu)于文獻(xiàn)[14];文獻(xiàn)[12]的線性度由于本設(shè)計(jì)，但功耗過(guò)大，采用的是單路混頻器結(jié)構(gòu)；各項(xiàng)參數(shù)都優(yōu)于同為2.4 GHz ISM頻段的文獻(xiàn)[15]。

3 結(jié)束語(yǔ)

設(shè)計(jì)的改進(jìn)型共用共柵極跨導(dǎo)的正交混頻器，設(shè)計(jì)采用smic 0.18 μm工藝，在1.8 V電源供電，僅消耗3 mA直流電流，增益為10 dB，1 dB壓縮點(diǎn)高達(dá)0 dBm，同時(shí)噪聲系數(shù)僅為10.1 dB，設(shè)計(jì)的正交混頻器結(jié)果滿足預(yù)期要求，可應(yīng)用于ISM頻段。

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Design of High Linearity Mixer Used in ISM Band

SUN Bo

(School of Electronic Science and Engineering, Nanjing University of Posts and Telecommunications, Nanjing 210023, China)

A quadrature down conversion mixer for ISM frequency band is designed. On the basis of the general Gilbert mixer optimization circuit structure, the mixer adopts the total transconductance orthogonal structure with the common gate cross as the guide of mixer and the dynamic current injection technology to reduce the noise and improve the mixer gain. The SMIC 0.18 CMOS M technology is employed, with 1.8 V voltage supply and a mere current consumption of 4 mA. Simulation shows a mixer gain of 10.16 dB, a 1 dB compression point about 0 dBm, and a noise coefficient of 10.38 dB.

ISM band; quadrature mixer; dynamic current injection; linearity

2016- 07- 07

江蘇省自然科學(xué)基金青年基金(BK20130880)；南京郵電大學(xué)大學(xué)生創(chuàng)新訓(xùn)練計(jì)劃基金(SZD2016004)

孫波(1991-)，男，碩士研究生。研究方向：射頻集成電路設(shè)計(jì)。

10.16180/j.cnki.issn1007-7820.2017.06.017

TN773

A

1007-7820(2017)06-063-04