臺流臣， 林明耀， 駱皓， 付興賀， 劉凱

(1.東南大學(xué) 伺服控制技術(shù)教育部工程研究中心，江蘇 南京 210096；2.南京工程學(xué)院，江蘇 南京 211167；3.國電南京自動化股份有限公司，江蘇 南京 210032)

高速發(fā)電機(jī)用寬電壓范圍雙管Buck-Boost變換器暫態(tài)穩(wěn)定分析與系統(tǒng)校正

臺流臣1， 林明耀1， 駱皓2，3， 付興賀1， 劉凱1

(1.東南大學(xué) 伺服控制技術(shù)教育部工程研究中心，江蘇 南京 210096；2.南京工程學(xué)院，江蘇 南京 211167；3.國電南京自動化股份有限公司，江蘇 南京 210032)

高速永磁發(fā)電機(jī)寬速度范圍運(yùn)行時輸出電壓波動大，當(dāng)發(fā)電機(jī)輸出端接雙管Buck-Boost變換器進(jìn)行調(diào)壓時，寬電壓范圍輸入對變換器的穩(wěn)定性和動態(tài)性能提出挑戰(zhàn)。本文采用平均開關(guān)法建立了雙管Buck-Boost變換器電感電流連續(xù)的非理想小信號模型，基于該模型分析了占空比、負(fù)載、輸出濾波電容等效ESR、控制參數(shù)等對系統(tǒng)暫態(tài)穩(wěn)定性能的影響，給出了提高系統(tǒng)暫態(tài)性能的控制參數(shù)設(shè)計方法。分析研究發(fā)現(xiàn)：占空比的變化導(dǎo)致系統(tǒng)的非最小相位反應(yīng)明顯，系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)變差；負(fù)載變化時系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)變化小；增大輸出濾波電容等效ESR可以改善系統(tǒng)的動態(tài)性能。仿真和實驗結(jié)果驗證了暫態(tài)穩(wěn)定分析和控制參數(shù)設(shè)計的合理性。

雙管Buck-Boost變換器；開關(guān)平均法；右半平面零點(diǎn)；動態(tài)響應(yīng)；補(bǔ)償

0 引 言

高速永磁電機(jī)體積小，重量輕，功率密度和效率高，在航空航天、車輛以及分布式微型燃?xì)廨啓C(jī)供電系統(tǒng)中得到廣泛的應(yīng)用。高速永磁發(fā)電機(jī)的勵磁不可調(diào)，轉(zhuǎn)速和負(fù)載的變化都將影響輸出電壓的品質(zhì)[1-2]。因此，高速永磁發(fā)電機(jī)供電系統(tǒng)需采用電力電子裝置改善供電電壓。

常見的高速發(fā)電機(jī)系統(tǒng)中包括一套整流和DC-DC變換器[3]。寬電壓范圍對DC-DC變換器的電路拓?fù)?、電壓電流?yīng)力以及控制器設(shè)計提出了更加嚴(yán)格的要求。雙管Buck-Boost變換器是一種Buck電路與Boost電路級聯(lián)結(jié)構(gòu)，具有輸入輸出電壓同極性，結(jié)構(gòu)簡單，小型化，可用于升降壓的大功率場合等優(yōu)點(diǎn)[4-5]。目前，該變換器已被廣泛經(jīng)應(yīng)用于鋰電池供電系統(tǒng)[6-7]、功率因數(shù)校正電路[8]和光伏并網(wǎng)系統(tǒng)[9]等場合。DC-DC變換器的輸入電壓和輸出功率通常在一定的范圍內(nèi)變化，在兩倍或兩倍以上的寬輸入電壓情況下，如何分析和設(shè)計小信號環(huán)路保證變換器的穩(wěn)定性和動態(tài)性能己成為研究的焦點(diǎn)[10-11]。文獻(xiàn)[11]用輸入電壓作為補(bǔ)償量改善Buck電路的環(huán)路增益，在寬輸入電壓范圍應(yīng)用下，能同時兼顧穩(wěn)定性和動態(tài)性能。

將輸出電容電壓進(jìn)行反饋控制時，Boost型變換器是非最小相位系統(tǒng)。當(dāng)電路參數(shù)發(fā)生改變時，輸出電壓除發(fā)生超調(diào)外，在初始階段還出現(xiàn)負(fù)超調(diào)。負(fù)超調(diào)會延長系統(tǒng)的過渡時間，改變反饋信號的性質(zhì)，惡化控制系統(tǒng)的動態(tài)性能[12-13]。文獻(xiàn)[12]分析了準(zhǔn)Z源變換器不同參數(shù)電感、電容對系統(tǒng)動態(tài)特性的影響；文獻(xiàn)[13]分析了boost變換器的參數(shù)設(shè)計與系統(tǒng)暫態(tài)性能的關(guān)系。

以上文獻(xiàn)從變換器的小信號數(shù)學(xué)模型出發(fā)，分析了Buck模式或者Boost模式變換器的暫態(tài)特性與變換器參數(shù)關(guān)系，關(guān)于寬電壓范圍輸入雙管Buck-Boost變換器，電路參數(shù)變化對系統(tǒng)動態(tài)性能影響的文獻(xiàn)較少。本文旨在改善高速發(fā)電機(jī)用寬輸入電壓范圍雙管Buck-Boost變換器的動態(tài)性能，建立電感電流連續(xù)的雙管Buck-Boost變換器的非理想小信號模型，分析占空比D、負(fù)載Io、輸出濾波電容等效ESR、右半平面零點(diǎn)以及控制參數(shù)等對系統(tǒng)暫態(tài)性能的影響，給出控制系統(tǒng)參數(shù)的設(shè)計方法，提高變換器在寬電壓輸入范圍內(nèi)的穩(wěn)定性。搭建高速低壓發(fā)電機(jī)實驗平臺，研究輸入三相交流線電壓5 V～50 V范圍的樣機(jī)性能。

1 高速發(fā)電機(jī)系統(tǒng)電路拓?fù)?/h2>

高速低壓發(fā)電機(jī)直流供電系統(tǒng)由不可控整流電路和雙管Buck-Boost變換器組成，如圖1(a)所示。該系統(tǒng)結(jié)構(gòu)簡單，控制方便。不控整流電路將發(fā)電機(jī)的輸出電壓經(jīng)三相不控整流后再經(jīng)雙管Buck-Boost變換器進(jìn)行穩(wěn)壓。開關(guān)管S1、S2采用同步控制的開關(guān)模式，控制電路實現(xiàn)簡單，穩(wěn)定性和可靠性高[10]。

圖1 主電路拓?fù)浜屯娇刂品椒‵ig.1 Main circuit and synchronization control scheme

圖1(b)為同步開關(guān)模式電感電流連續(xù)波形圖，其中D是占空比，Vs1、Vs2是同步的占空比信號，Vin是直流輸入電壓，Vo是輸出電壓，VL、iL分別是電感電壓和電流，Cin、Co分別是輸入和輸出電容。雙管Buck-Boost變換器穩(wěn)態(tài)工作時，忽略管壓降，S1、S2開通Ton期間，電感電壓為直流母線電壓Vin；在S1、S2關(guān)斷Toff期間，電感電壓為輸出電壓Vo。

永磁高速發(fā)電機(jī)的端電壓方程為：

(1)

式中：ua、ub、uc為高速發(fā)電機(jī)的端電壓(V)；ψf轉(zhuǎn)子在定子磁場中產(chǎn)生的磁鏈(Wb)；ωr轉(zhuǎn)子電角速度(rad/s)；θr定子繞組軸線與轉(zhuǎn)子軸線之間初始角度(rad)；Rs三相對稱電阻(Ω)，RA=RB=RC=Rs；Ls三相定子電感(H)，LA=LB=LC=Ls；ia、ib、ic電機(jī)相電流(A)。

高速低壓發(fā)電機(jī)直流供電系統(tǒng)前級為帶電容濾波的不控整流電路，輸出直流電壓平均值Vd約為高速發(fā)電機(jī)輸出相電壓Vph的2.34～2.45倍，考慮到負(fù)載的變化情況，取Vin=Vd=2.34Vph。

當(dāng)雙管Buck-Boost變換器穩(wěn)態(tài)工作時，一個開關(guān)周期內(nèi)，電感L的伏秒面積為零，變換器的輸入電壓與輸出電壓的關(guān)系為

(2)

輸出電流Io平均值與電感電流連續(xù)IL平均值的關(guān)系

Io=(1-D)IL。

(3)

同步模式下雙管Buck-Boost變換器電感值

(4)

在Buck模式工作時，輸出濾波電容C的容量為

(5)

Boost模式工作時，濾波電容C的容量為

(6)

考慮到實際電容的寄生參數(shù)及減小紋波電壓的要求，選取電容CBuck、CBoost中的比較大的值。

2 雙管Buck-Boost變換器數(shù)學(xué)模型

PWM型DC-DC變換器控制系統(tǒng)是一個負(fù)反饋系統(tǒng)，控制電路檢測輸出電壓并與給定電壓比較，產(chǎn)生周期固定、占空比變化的PWM控制信號。通常采用小信號模型來設(shè)計變換器的控制電路[14-15]。

2.1 低頻小信號模型

變換器中開關(guān)器件工作在高頻非線性狀態(tài)，變換器動態(tài)特性的分析比較復(fù)雜，功率器件高頻開關(guān)損耗增加，由此產(chǎn)生的高頻寄生電感、電容參數(shù)以及高頻EMI問題嚴(yán)重。在低電壓大電流工作狀態(tài)，為提高變換器的變換效率和控制性能，需要建立考慮寄生參數(shù)的非理想變換器的小信號模型，用來推導(dǎo)變換器的關(guān)鍵傳遞函數(shù)。常用的變換器小信號分析方法是狀態(tài)空間法和電路平均法[14-15]。本文采用等效受控源電路模型，其本質(zhì)上是一種電路平均模型。變換器的主電路參數(shù)如表1所示。

表1 變換器設(shè)計參數(shù)Table 1 Parameters of the converter

在電感電流連續(xù)工作模式下，將圖1電路中的S1、S2用受控電流源表示，VD1、VD2用受控電壓源表示，受控電流源和受控電壓源的大小分別為流經(jīng)開關(guān)元件的電流或者電壓在一個開關(guān)周期的平均值，如圖2(a)所示。公式(7)中占空比、電感電流、輸入和輸出電壓分別用直流分量和交流分量之和來表示，帶“^”的參數(shù)代表交流小信號分量：

(7)

經(jīng)式(8)～式(10)推導(dǎo)，再經(jīng)分離擾動和線性化后得到雙管Buck-Boost變換器的直流穩(wěn)態(tài)模型和低頻小信號模型，分別如圖2(b)、圖2(c)所示。

(8)

(9)

(10)

圖2 非理想雙管Buck-Boost變換器低頻小信號模型Fig.2 Low-frequency small-signal model of non-ideal two switches Buck-Boost converter

其中：L是濾波電感，C是濾波電容，R是負(fù)載電阻，RC是輸出濾波電容的等效串聯(lián)電阻，RL是電感等效電阻，MOS管的通態(tài)電阻暫不考慮，實際電路中選擇低通態(tài)電阻的MOS管來降低通態(tài)損耗。

2.2 主要傳遞函數(shù)

(11)

其中：

從公式(11)可知，變換器傳遞函數(shù)的諧振頻率f0=ωo/2π、右半平面零點(diǎn)頻率fRHPZ=ωRHPZ/2π分別與占空比D和負(fù)載Io兩個變量相關(guān)，此時的電路工作特性不同于傳統(tǒng)的Buck和Boost電路。

按照表1所示的電路參數(shù)，額定功率300 W，三相輸入線電壓為17 V～50 V，占空比D=Vo/(Vo+Vin)∈[0.26,0.6]，負(fù)載從1 A變化到10 A時，阻尼比、諧振頻率及右半平面零點(diǎn)分別與占空比和負(fù)載的關(guān)系如圖3所示。圖3表明，隨著輸入電壓的升高，占空比減小，阻尼比逐漸變小，在同一占空比下，阻尼比隨負(fù)載的變化較??；諧振頻率f0隨占空比減小而增加，f0跟隨負(fù)載變化關(guān)系不明顯，f0最大值低于系統(tǒng)的低頻紋波頻率，不會影響系統(tǒng)的穩(wěn)定性[16]。隨著輸入電壓的升高和負(fù)載的增大，右半平面零點(diǎn)頻率fRHPZ增大，當(dāng)輸入線電壓為17 V時，計算占空比D為0.6，fRHPZ的最小值約為4 kHz。在同步控制方法下，Boost模式和Buck模式共用一個電壓調(diào)節(jié)器，為防止右半平面零點(diǎn)破壞系統(tǒng)的穩(wěn)定性，需要設(shè)計變換器開環(huán)傳遞函數(shù)的穿越頻率遠(yuǎn)低于fRHPZ，這樣就限制了控制系統(tǒng)的帶寬，系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)變慢。因此，分析系統(tǒng)的電路參數(shù)與暫態(tài)穩(wěn)定性的關(guān)系尤為重要。

圖3 阻尼比、零極點(diǎn)與占空比、負(fù)載關(guān)系Fig.3 Damping ratio,zeroes and poles VS duty cycle and load

3 系統(tǒng)暫態(tài)穩(wěn)定分析和控制環(huán)路校正

按照表1的變換器設(shè)計參數(shù)，分別分析占空比、負(fù)載以及電路寄生參數(shù)與暫態(tài)穩(wěn)定的關(guān)系。

3.1 占空比D對開環(huán)系統(tǒng)的影響

額定功率300 W，輸入電壓不同時，占空比導(dǎo)致的開環(huán)系統(tǒng)的零極點(diǎn)分布和系統(tǒng)的階躍響應(yīng)如圖4所示。

由圖4(a)可知，隨著輸入電壓的升高，相應(yīng)占空比D由0.60減小到0.26，系統(tǒng)在S平面中的右半平面零點(diǎn)運(yùn)動軌跡遠(yuǎn)離原點(diǎn)，左半平面的極點(diǎn)也遠(yuǎn)離原點(diǎn)，這樣致使控制系統(tǒng)的阻尼比變小，系統(tǒng)階躍響應(yīng)的超調(diào)量將變大。對應(yīng)圖4(b)分析可知，隨著占空比D的減小，系統(tǒng)階躍響應(yīng)的超調(diào)量增大，過渡時間變長；右半平面零點(diǎn)遠(yuǎn)離原點(diǎn)，系統(tǒng)的負(fù)超調(diào)有所減小。綜上分析可知，負(fù)超調(diào)隨著占空比D的減小而減小，占空比的變化對變換器的暫態(tài)性能影響大，該特性與圖3(b)占空比D減小引起的阻尼比ξ減小造成的超調(diào)響應(yīng)一致。

圖4 負(fù)載固定不同占空比對系統(tǒng)的影響Fig.4 Influence of different duty ratio on the system with same load

3.2 負(fù)載Io變化對開環(huán)系統(tǒng)的影響

在輸入電壓不變，負(fù)載Io從1 A變化到10 A。不同的負(fù)載Io對應(yīng)開環(huán)系統(tǒng)的零極點(diǎn)分布和系統(tǒng)的階躍響應(yīng)如圖5所示，由圖5(a)可知，隨著負(fù)載Io的增大，系統(tǒng)在S平面中的右半平面零點(diǎn)運(yùn)動軌跡向原點(diǎn)靠近、左半平面的極點(diǎn)運(yùn)動軌跡沿虛軸變化不明顯。由圖5(b)看出，隨著負(fù)載Io的增大，系統(tǒng)的超調(diào)量有微小的減??；隨著右半平面零點(diǎn)向原點(diǎn)靠近，系統(tǒng)的負(fù)超調(diào)有所加重。綜上分析可知，負(fù)超調(diào)隨著負(fù)載Io的增加而變大，負(fù)載Io的變化對變換器的暫態(tài)性能影響較平和，與圖3(b)負(fù)載Io增大引起的阻尼比ξ基本不變造成的系統(tǒng)超調(diào)響應(yīng)相吻合。

圖5 固定輸入電壓負(fù)載變化對開環(huán)系統(tǒng)的響應(yīng)Fig.5 Influence of different load on the system with same input voltage

3.3 電容等效串聯(lián)電阻RC對系統(tǒng)動態(tài)性能的影響

(12)

比較式(11)與式(12)可知:從ωRHPZ、ωRHPZno可知RC并未改變原先的右半平而零點(diǎn)位置。由于RC遠(yuǎn)小于負(fù)載電阻R，主導(dǎo)極點(diǎn)ω0=158 Hz，基本不受RC影響。無RC的阻尼系數(shù)為ξno=0.2，小于考慮RC的ξ=0.35，預(yù)示著主導(dǎo)極點(diǎn)導(dǎo)致的諧振峰值將減小，該振蕩環(huán)節(jié)的相位變化緩。RC的存在增加了一個左半平面零點(diǎn)，該零點(diǎn)提供了90°相位提升，如圖6所示。

圖6 有RC和無RC系統(tǒng)伯德圖Fig.6 Bode plots of system with RC and no RC

綜上所述，RC的存在增加了變換器的阻尼，有助于減小諧振峰值。對電解電容而言，通常RC·C=65×10-6，ESR零點(diǎn)頻率fZC=2.45 kHz遠(yuǎn)高于主導(dǎo)極點(diǎn)頻率，僅影響中頻及高頻特性，對低頻點(diǎn)幅值沒有影響。

3.4 系統(tǒng)控制環(huán)路的校正補(bǔ)償

采用電壓模式控制作為變換器的控制方案，其小信號控制框圖如圖7所示。圖中，Av(s)為音頻衰減，Z0(s)為開環(huán)輸出阻抗，H(s)為輸出電壓采樣系數(shù)，Gvc(s)為補(bǔ)償器增益，Gpwm(s)為PWM調(diào)制增益，Gvd(s)為輸出電壓對占空比的傳遞函數(shù)。

控制系統(tǒng)的開環(huán)傳遞函數(shù)為

Tv(s)=H(s)Gvc(s)Gpwm(s)Gvd(s)。

(13)

圖7 電壓控制模式小信號框圖Fig.7 Small signal control block diagram of voltage mode

權(quán)衡考慮系統(tǒng)的阻尼比、控制帶寬、右半平面零點(diǎn)以及輸出濾波電容等效ESR對系統(tǒng)穩(wěn)定性的影響，提高控制系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)性能，Gvc(s)采用Type-III型補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)。Type-III 型補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)Gvc(s)的傳遞函數(shù)為

(14)

圖8 Type-III型(2零點(diǎn)，3極點(diǎn))補(bǔ)償器Fig.8 Type-III (2-zeros and 3-poles) compensator

根據(jù)前文的分析，系統(tǒng)的右半平面零點(diǎn)為4 kHz，綜合考慮，系統(tǒng)開環(huán)傳遞函數(shù)的穿越頻率設(shè)置在1 kHz左右，補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)Gvc(s)的零點(diǎn)ωcz1和ωcz2補(bǔ)償主電路LC諧振的雙極點(diǎn)，第一極點(diǎn)補(bǔ)償輸出濾波電容的ESR，第二極點(diǎn)設(shè)置在右半平面零點(diǎn)附近。Type-III 型補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的參數(shù)設(shè)置為：R1=100 kΩ,R2=35 kΩ,R3=5 kΩ,C1=820 pF,C2=220 nF,C3=10 nF。

圖9(a)、圖9(b)是系統(tǒng)在的不同工作點(diǎn)下對應(yīng)開環(huán)傳遞函數(shù)Tv(s)的幅值裕度和相位裕度。

圖9 補(bǔ)償后的系統(tǒng)響應(yīng)Fig.9 System response after compensation

補(bǔ)償后的控制系統(tǒng)的幅值裕度大于3 dB，相位余度保持在55°～80°之間，具備較好的魯棒性和足夠的相位余度，系統(tǒng)是穩(wěn)定的[17]。從圖9(c)、圖9(d)可知，在占空比和負(fù)載分別變化時，系統(tǒng)的上升時間短，超調(diào)量小，系統(tǒng)的暫態(tài)響應(yīng)得到改善。

4 仿真和實驗分析

為了驗證文中理論分析和設(shè)計的正確性，采用Saber軟件進(jìn)行了仿真，在此基礎(chǔ)上，搭建了高速電機(jī)實驗平臺并設(shè)計了一臺原理樣機(jī)，如圖10所示。

圖10 高速電機(jī)平臺和實驗樣機(jī)Fig.10 High-speed motor platform and prototype

圖11和圖12是變換器的穩(wěn)態(tài)工作波形。vgs是占空比信號，Vo是輸出電壓，iL是電感電流。圖11是仿真結(jié)果，變換器分別在輸入三相線電壓17 V(Boost模式)和50 V(Buck模式)都能達(dá)到穩(wěn)定工作。圖12是實驗結(jié)果，與仿真結(jié)果一致。由于驅(qū)動電路參數(shù)的影響，vgs實驗波形的邊沿有一定的延時。

圖11 仿真結(jié)果Fig.11 Simulation results

圖12 實驗結(jié)果Fig.12 Experimental results

圖13 仿真結(jié)果Fig.13 Simulation results

圖13和圖14分別為變換器負(fù)載階躍的動態(tài)實驗波形，變載條件：采用EA-EL9160-100電子負(fù)載，階躍上升時間設(shè)置為30 us，負(fù)載電流從1 A突變到額定電流10 A。voac是輸出直流電壓中的交流分量，vac是三相輸入線電壓。圖13的仿真結(jié)果表明，變換器的動態(tài)響應(yīng)好，在變載過程中的最大超調(diào)電壓為1 V，輸出紋波電壓voac小于100 mV。圖14是相應(yīng)的實驗結(jié)果，分別測試了Buck模式和Boost模式的下輸出電壓情況，隨著輸入電壓的升高，負(fù)載突變時輸出電壓的超調(diào)變大，最大超調(diào)電壓接近1 V，輸出電壓紋波小于100 mV，小于500 mV指標(biāo)要求。對比圖9(c)、圖9(d)可知，在占空比不同的Boost模式和Buck模式，Boost模式下，系統(tǒng)的穿越頻率比較低，其響應(yīng)時間比Buck模式的長；Buck模式下的阻尼比ξ較小，其超調(diào)量比Boost模式的大。

圖14 實驗結(jié)果Fig.14 Experimental results

5 結(jié) 論

高速低壓發(fā)電機(jī)的勵磁不可調(diào)，寬范圍的輸出電壓增加了后級變換器設(shè)計難度。針對以上問題，本文設(shè)計了一臺10倍寬電壓范圍輸入的雙管Buck-Boost變換器，滿載工作時，輸入電壓能達(dá)到3倍以上的范圍。通過對其暫態(tài)特性和控制系統(tǒng)的深入分析和研究得出以下結(jié)論：

1)電感電流連續(xù)工作模式下的雙管Buck-Boost變換器小信號模型中存在右半平面零點(diǎn)，該零點(diǎn)限制了控制變換器的帶寬，在電路參數(shù)變化時，輸出電壓存在負(fù)超調(diào)，惡化了系統(tǒng)的動態(tài)性能。

2)占空比的變化對系統(tǒng)的影響較大，負(fù)載變化對系統(tǒng)的影響小，輸出濾波電容的等效串聯(lián)電阻可以增加變換器的阻尼比，改善系統(tǒng)的動態(tài)性能。

3)在低頻小信號模型的基礎(chǔ)上，給出了適合寬范圍輸入的電壓控制策略。

[1] GERADA D,MEBARKI A,BROWN N L,et al.High-speed electrical machines: Technologies,trends,and developments[J].IEEE Trans.Ind.Electron.,2014,61(6): 2946-2959.

[2] PAN Z,BKAYRAT R A.Modular motor/converter system topology with redundancy for high-speed,high-power motor applications[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2010,25(2): 408-416.

[3] 沈建新,繆冬敏.變速永磁同步發(fā)電機(jī)系統(tǒng)及控制策略[J].電工技術(shù)學(xué)報，2013,28(3):1-7. SHEN Jianxin,MIAO Dongmin.Variable speed permanent magnet synchronous generator systems and control srategies[J].Transactions of China Electrotechnical Society,2013,28(3): 1-7.

[4] 臺流臣,林明耀,王建華,等.寬電壓范圍高速低壓發(fā)電機(jī)交直變換器的平均電流控制策略[J].電工技術(shù)學(xué)報,2015,30(13): 19-26. TAI Liuchen,LIN Mingyao,WANG Jiauhua,et al.An average current control strategy of AC-DC converter for high-speed low voltage generators with wide voltage input[J].Transactions of China Electrotechnical Society,2015,30(13): 19-26.

[5] LEE Y J,KHALIGH A,CHAKRABORTY A,et al.Digital combination of buck and boost converters to control a positive buck-boost converter and improve the output transients [J].IEEE Trans.Power Electron.,2009,24(5): 1267-1279.

[6] SCHALTZ E,RASMUSSEN P O,KHALIGH A.Non-inverting buck-boost converter for fuel cell application[C]//In Proc.IEEE Ind.Electron.Conf.,2008: 855-860.

[7] SAHU B,RINCON-MORA G A.A low voltage,dynamic,noninverting,synchronous buck-boost converter for portable applications[J].IEEE Trans.Power Electron.,2004,19(2): 443-452.

[8] 張斐,許建平,董政,等.輸出電壓紋波控制兩開關(guān)PCCM Buck-Boost PFC變換器[J].電機(jī)與控制學(xué)報,2013,17 (7): 113-118. ZHANG Fei,XU Jianping,DONG Zheng,et al.Output voltage ripple control two-switch PCCM Buck-Boost PFC converter[J].Electric Machines and Control,2013,17 (7): 113-118.

[9] 肖華鋒,謝少軍.用于光伏并網(wǎng)的交錯型雙管Buck-Boost變換器[J].中國電機(jī)工程學(xué)報，2010,30(21): 7-12. XIAO Huafeng,XIE Shaojun.An interleaving double-switch Buck-Boost converter for PV grid-connected inverter[J].Proceedings of the CSEE，2010，30(21): 7-12.

[10] 周雒維,畢凱,劉宿城,等.寬變工作點(diǎn)DC/DC開關(guān)變換器的建模與控制[J].電機(jī)與控制學(xué)報,2013,17(2):55-61. ZHOU Luowei,BI Kai,LIU Sucheng,et al.Modeling and control of DC/DC switching converters for wide operating point variations[J].Electric Machines and Control,2013,17(2):55-61.

[11] 顧亦磊，呂征宇，陳世杰.寬輸入電壓范圍Buck型變流器小信號環(huán)路[J].電工技術(shù)學(xué)報,2010,25(12): 97-102. GU Yilei,LU Zhengyu,CHEN Shijie.Small signal loop for buck type converters under wide input voltage range[J].Transactions of China Electrotechnical Society,2010,25(12): 97-102.

[12] 蔡春偉,曲延濱,盛況.準(zhǔn)Z源逆變器的暫態(tài)建模與分析[J].電機(jī)與控制學(xué)報,2011,15(10): 7-13. CAI Chunwei,QU Yanbin,SHENC Kuang.Transient modeling and analysis of quasi-Z-source-inverter[J].Electric Machines and Control,2011,15(10): 7-13.

[13] 皇金鋒,劉樹林.Boost變換器的參數(shù)選擇與非最小相位分析[J].電機(jī)與控制學(xué)報,2014,18 (7): 51-58. HUANG Jinfeng,LIU Shulin.Parameter selection and analysis of non-ninimum phase for Boost converter [J].Electric Machines and Control,2014,18 (7):51-58.

[14] 張衛(wèi)平.開關(guān)變換器的建模與控制[M].北京:中國電力出版社，2006: 263-275.

[15] 歐陽長蓮,嚴(yán)仰光,章國寶.同步整流Buck變換器斷續(xù)工作模式建模分析[J].電工技術(shù)學(xué)報,2002,17(6): 54-59. OUYANG Changlian，YAN Yangguang，ZHANG Guobao.Modeling analysis of synchronous rectifier Buck Converter in discontinuous conduction mode[J].Transactions of China Electrotechnical Society,2002,17(6): 53-58.

[16] 嵇保健,王建華,趙劍鋒.不隔離單相光伏并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)輸入電流低頻紋波抑制[J].電工技術(shù)學(xué)報，2013,28(6): 139-157. JI Baojian,WANG Jianhua,ZHAO Jianfeng.Reduction of low frequency input current ripple a non-isolated single phase photovoltaic grid-connecteds in inverter[J].Transactions of China Electrotechnical Society,2013,28(6): 139-157.

[17] CHRISTOPHE B.Transient response counts when choosing phase margin[J].Power Electronics Technology,2008:18-21.

(編輯：賈志超)

Transient analysis and system compensation of two-switch Buck-Boost converter for high-speed generator with a wide voltage range

TAI Liu-chen1， LIN Ming-yao1， LUO Hao2,3， FU Xing-he1， LIU kai1

(1.Engineering Research Center for Motion Control of MOE,Southeast University,Nanjing 210096,China;2.Nanjing Institute of Technology,Nanjing 211167,China; 3.Guodian Nanjing Automation Co.,Ltd.,Nanjing 210032,China)

The output voltage range of high-speed permanent magnet generator is wide.As two-switch Buck-Boost (TSBB) converter is used in the output of the generator to regulate the DC voltage,the wide input voltage range will challenge the stability and dynamic performance of converter.The low-frequency small-signal models of TSBB converter which works in the continuous conduction mode (CCM) were built by averaged switch model.The influence,such as the duty ratio,load,equivalent series resistance(ESR) of output filter capacitor and the right half plane (RHP) zero on the transient stability of control system was analyzed separately.The method of control parameter design to improve transient performance was given.When duty cycle changed,the reaction of non-minimum phase system was obvious,and the dynamic response of the system became bad.The dynamic response of the system caused by different load variations changed little.ESR of filter capacitor can effectively improve the dynamic performance of the system.Finally,the transient analysis and control design parameters rationality are verified by the simulation and experimental results.

two-switch Buck-Boost converter; switch averaging method; right-half-plant zero; transient response; compensation

2016-02-23

國家自然科學(xué)基金(51307022，51507030)；江蘇省自然科學(xué)基金(BK20141095)

臺流臣(1985—)，男，博士研究生，研究方向為可再生能源與分布式發(fā)電技術(shù)； 林明耀(1959—)，男，教授，博士生導(dǎo)師，研究方向為新型電機(jī)的運(yùn)行理論及控制、電力電子和電力傳動； 駱 皓(1978—)，男，博士，高級工程師，研究方向為新能源發(fā)電及控制技術(shù)； 付興賀(1978—)，男，博士，講師，研究方向為一體化電機(jī)及其控制； 劉 凱(1983—)，男，博士，講師，研究方向為特種電機(jī)及其驅(qū)動控制、高速電機(jī)驅(qū)動技術(shù)。

林明耀

10.15938/j.emc.2016.12.005

TM 46

:A

:1007-449X(2016)12-0032-10