曹旭東， 李支園

(中國(guó)石油大學(xué) 地球物理與信息工程學(xué)院，北京 102249)

單元串聯(lián)變頻器IGBT故障診斷方法

曹旭東， 李支園

(中國(guó)石油大學(xué) 地球物理與信息工程學(xué)院，北京 102249)

針對(duì)單元串聯(lián)多電平高壓變頻器的IGBT(絕緣柵雙極型晶體管)故障檢測(cè)問(wèn)題，基于鏡像電流源原理，搭建通過(guò)功率單元直流母線(xiàn)電壓控制的逆變橋臂輸出電壓邏輯檢測(cè)電路,并給出功率單元輸出邏輯與驅(qū)動(dòng)信號(hào)邏輯的關(guān)系，通過(guò)動(dòng)態(tài)判別邏輯關(guān)系的正確性，診斷出IGBT的故障狀態(tài)。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，該方法診斷迅速，能夠在10 μs以?xún)?nèi)正確檢測(cè)出功率管的故障狀態(tài)，相比基于各種算法的故障診斷方法，該方法可靠實(shí)用，對(duì)單元串聯(lián)型多電平高壓變頻器的故障診斷具有工程應(yīng)用價(jià)值。

多電平變頻器；單元串聯(lián)；絕緣柵雙極型晶體管；故障診斷；鏡像電流法

0 引 言

單元串聯(lián)多電平高壓變頻器具有輸出電壓高，諧波含量少等優(yōu)點(diǎn)，在高壓交流電機(jī)調(diào)速領(lǐng)域，此種變頻器得到了大規(guī)模應(yīng)用。它由功率單元串聯(lián)而形成三相高壓輸出，每個(gè)功率單元主要包含整流橋和H逆變橋兩個(gè)部分，所以整機(jī)需大量的絕緣柵雙極型晶體管(insulated gate bipolar transistor，IGBT)，其作為主要的功率變換器件，發(fā)生故障的概率最高，并且以開(kāi)路和短路故障最為常見(jiàn)。對(duì)于IGBT短路故障，目前常用的方法是通過(guò)檢測(cè)IGBT的集電極-發(fā)射極(collector-emitter,CE)電壓來(lái)判斷，此種方法具有門(mén)檻電壓不易確定的缺點(diǎn)；而對(duì)于開(kāi)路故障，后果不會(huì)像短路故障那么嚴(yán)重，此時(shí)變頻器的輸出波形發(fā)生畸變，電機(jī)繼續(xù)運(yùn)行，故不易被發(fā)現(xiàn)，但會(huì)引起輸出轉(zhuǎn)矩減小、絕緣損壞、發(fā)熱等問(wèn)題，如果不及時(shí)處理將會(huì)引發(fā)更大的事故[1]；此外，容錯(cuò)控制技術(shù)是實(shí)現(xiàn)高壓變頻調(diào)速系統(tǒng)高可靠性的基本途徑之一，實(shí)現(xiàn)容錯(cuò)控制的前提需要對(duì)故障進(jìn)行有效檢測(cè)[2]。

當(dāng)前，關(guān)于變頻器的IGBT開(kāi)路故障診斷主要有以下一些方法：專(zhuān)家系統(tǒng)法、神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)法、電流檢測(cè)法、電壓電流極性檢測(cè)法等。專(zhuān)家系統(tǒng)法[3-4]是基于經(jīng)驗(yàn)的積累，將可能發(fā)生的故障全部列出，總結(jié)規(guī)律并建立知識(shí)庫(kù)，當(dāng)故障發(fā)生時(shí)通過(guò)查詢(xún)知識(shí)庫(kù)來(lái)判斷故障類(lèi)型，這種方法難以建立完備的知識(shí)庫(kù)，難以對(duì)故障進(jìn)行準(zhǔn)確的匹配。神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)法是利用人工神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)技術(shù)進(jìn)行故障狀態(tài)識(shí)別和分類(lèi)，它不需要診斷對(duì)象的數(shù)學(xué)模型，利用強(qiáng)大的并行處理能力、自學(xué)習(xí)能力和良好的容錯(cuò)能力來(lái)完成故障診斷[5]，這種方法在結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)上存在一定的盲目性，在訓(xùn)練過(guò)程中也容易陷入局部極小點(diǎn)[6]。電流檢測(cè)法是基于對(duì)系統(tǒng)的輸出電流的分析來(lái)進(jìn)行診斷，其中又派生出平均電流Park矢量法[7-8]、單電流傳感器法[9]和電流斜率法[10]等，這些方法具有對(duì)負(fù)載敏感易受到干擾而導(dǎo)致誤判等缺點(diǎn)，并且系統(tǒng)輸出電流變化緩慢，這將不利于故障的快速診斷。電壓電流極性判斷法是利用逆變器輸出側(cè)PWM電壓和輸出電流極性來(lái)診斷功率管開(kāi)路故障，這種方法具有診斷迅速、可靠性高等優(yōu)點(diǎn)，然而這種方法只研究了三電平拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)[11]。文獻(xiàn)[12]中提出通過(guò)檢測(cè)各相電流正負(fù)半波部分的功率，來(lái)反映各IGBT的工作狀態(tài)，這種方法也沒(méi)有研究多電平的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。文獻(xiàn)[13]中針對(duì)有源濾波器提出基于硬件的IGBT開(kāi)路故障診斷方法，但是需要同時(shí)檢測(cè)電壓和電流量，診斷電路過(guò)于復(fù)雜。文獻(xiàn)[14]中提出基于PCA-SVM模型的IGBT開(kāi)路故障診斷方法，雖然應(yīng)用于串聯(lián)多電平結(jié)構(gòu)，但診斷速度偏慢。文獻(xiàn)[15]中應(yīng)用小波分析和神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)對(duì)基于空間矢量控制的變流器進(jìn)行了故障診斷，其選用輸出電流作為特征參量，受負(fù)載影響太大，容易產(chǎn)生誤判。文獻(xiàn)[16]和[17]中，都對(duì)逆變器故障狀態(tài)下輸出電壓變化特征進(jìn)行了深入分析，并且提出相應(yīng)診斷方法，這兩種方法都不太適合串聯(lián)結(jié)構(gòu)的診斷。文獻(xiàn)[18]中提出基于小波和支持向量機(jī)的高壓線(xiàn)路故障診斷方法，這種方法難以獲得實(shí)際的數(shù)據(jù)樣本對(duì)支持向量機(jī)進(jìn)行訓(xùn)練。

本文提出基于鏡像電流原理檢測(cè)的功率單元輸出邏輯與驅(qū)動(dòng)邏輯比對(duì)的方法來(lái)完成故障診斷。首先，分析功率單元輸出電壓邏輯與驅(qū)動(dòng)信號(hào)邏輯關(guān)系；然后，使用直流母線(xiàn)電壓控制的鏡像電流電路動(dòng)態(tài)檢測(cè)H橋輸出電壓邏輯狀態(tài)，將其反饋至CPLD(complex programmable logic device)中與驅(qū)動(dòng)信號(hào)邏輯進(jìn)行實(shí)時(shí)運(yùn)算，當(dāng)IGBT有短路或者開(kāi)路故障發(fā)生時(shí)，通過(guò)邏輯判斷即可發(fā)現(xiàn)故障。

1 功率單元工作模式分析

如圖1所示是一個(gè)四級(jí)串聯(lián)多電平高壓變頻器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡(jiǎn)圖，它由基本功率單元的輸出串聯(lián)而成。功率單元由整流橋、濾波器、和H橋組成，原理如圖2所示。R、S、T為三相輸入端，與高壓變頻器移相變壓器的副邊繞組相連；U、V為功率單元的輸出端。

圖1 級(jí)聯(lián)多電平逆變系統(tǒng)Fig.1 Cascade multilevel inverter system

圖2 功率單元電路原理Fig.2 Schematic of power module

功率單元IGBT的開(kāi)關(guān)狀態(tài)由正弦波脈沖寬度調(diào)制(sinusoidal pulse width modulation,SPWM)信號(hào)控制，基本原理是由正弦調(diào)制波和三角載波作比較，此時(shí)功率單元會(huì)輸出+Ud、0、-Ud三種電壓狀態(tài)(Ud表示直流母線(xiàn)電壓大小)。對(duì)于同一相的不同功率單元，其三角載波依次位移一定的相位，限于篇幅，這里將不做介紹。

圖3 正弦波調(diào)制原理Fig.3 Principle of sine-wave modulation

功率單元的三種電壓狀態(tài)對(duì)應(yīng)四種工作回路，

即功率管A+和B-閉合，此時(shí)功率單元輸出為+Ud；A+和B+閉合或A-和B-閉合，此時(shí)功率單元輸出為0 V；A-和B+閉合，此時(shí)功率單元輸出為-Ud，這里分別將功率單元輸出為+Ud、0 V、-Ud時(shí)的工作狀態(tài)命名為工作模式一、模式二、模式三。

2 功率單元IGBT故障診斷原理

2.1 驅(qū)動(dòng)信號(hào)與功率單元輸出的邏輯關(guān)系

功率單元的輸出電壓狀態(tài)由其所接收的SPWM信號(hào)決定，因此找到功率單元的輸出電壓與其IGBT的驅(qū)動(dòng)信號(hào)在正常和故障狀態(tài)下的邏輯關(guān)系，即可判斷IGBT故障與否。

表1示出了功率單元逆變輸出端在正常和故障情況下，各工作模式中端口電壓狀態(tài)，表中電壓是指功率單元輸出端(圖2所示U、V端)對(duì)直流母線(xiàn)的電壓。由表1可見(jiàn)，模式二中IGBT在正常和開(kāi)路故障時(shí)，其所對(duì)應(yīng)的端口電壓一樣，故此時(shí)無(wú)法檢測(cè)出故障狀態(tài)，但運(yùn)行到模式一或者模式三時(shí)即可檢測(cè)出來(lái)；每一個(gè)工作模式下的IGBT短路故障在運(yùn)行到直流母線(xiàn)短路狀態(tài)時(shí)檢測(cè)出來(lái)，所以可將模式二A+和模式一A+、模式二B+和模式三B+、模式二A-和模式三A-、模式二B-和模式一B-都合并成一種情況檢測(cè)，簡(jiǎn)化后如表2所示。

表1 各故障狀態(tài)下U、V端電壓特征Table 1 Voltage features of U & V port at various fault states output

表2 IGBT故障狀態(tài)下U、V端電壓特征Table 2 Voltage features of U & V port at IGBT′s fault states output

由表2可知，各IGBT的驅(qū)動(dòng)信號(hào)電平與其所在橋臂輸出電壓有著固定的邏輯關(guān)系，對(duì)H橋上管(A+和B+)而言，當(dāng)IGBT驅(qū)動(dòng)信號(hào)為高電平時(shí)，在正常狀態(tài)下，其對(duì)應(yīng)橋臂輸出電壓為+Ud，開(kāi)路故障下則為直流母線(xiàn)電壓負(fù)(0 V)；而當(dāng)驅(qū)動(dòng)信號(hào)為低電平時(shí)，正常狀態(tài)下，其對(duì)應(yīng)橋臂輸出電壓為0 V，短路故障下則為+Ud。對(duì)H橋下管(A-和B-)而言，其邏輯關(guān)系則正好相反。據(jù)此，便可以搭建檢測(cè)電路來(lái)診斷H橋IGBT的故障狀態(tài)。

2.2 功率單元輸出電壓邏輯檢測(cè)方法

功率單元輸出電壓邏輯狀態(tài)的檢測(cè)是本方法的一個(gè)難點(diǎn)，因?yàn)橹绷髂妇€(xiàn)電壓不是一個(gè)固定值，要求其滿(mǎn)足一定的過(guò)欠壓范圍，一般設(shè)計(jì)滿(mǎn)足10%過(guò)壓、50%欠壓能力，固定門(mén)檻電壓的檢測(cè)原理將無(wú)法檢測(cè)出功率單元輸出電壓變化的邏輯狀態(tài)。這里提出基于鏡像電流源的檢測(cè)方法，即使直流母線(xiàn)電壓動(dòng)態(tài)變化，也不會(huì)對(duì)功率單元輸出邏輯產(chǎn)生誤判。

如圖4所示，設(shè)三極管Q1和Q2的參數(shù)相同，即β1=β2，ICEO1=ICEO2，又因?yàn)閮蓚€(gè)三極管的基—射極電壓相同，即VBE1=VBE2，當(dāng)三極管的β較大時(shí)，基極電流IB可以忽略，所以IE1=IE2，IC1=IC2。設(shè)圖中反相器U1的輸入電壓為VIN，直流母線(xiàn)電壓為Ud，根據(jù)KCL定理，可以列出關(guān)系式

(1)

化簡(jiǎn)后可得到

(2)

(3)

(4)

設(shè)

(5)

因?yàn)橐绷髂妇€(xiàn)電壓的波動(dòng)，則需滿(mǎn)足

VIN=F(Ud)=F(Ud+ΔU)。

(6)

將式(3)、式(5)代入式(6)化簡(jiǎn)可得

(7)

其中K為常數(shù)。通過(guò)設(shè)計(jì)合適的調(diào)理電路，使其滿(mǎn)足式(7)，即可消除直流母線(xiàn)電壓波動(dòng)的影響。

圖4 鏡像電流源檢測(cè)原理Fig.4 Detection principle of mirror current

3 故障診斷實(shí)現(xiàn)

3.1 檢測(cè)電路設(shè)計(jì)

根據(jù)式(7)，設(shè)計(jì)如圖5所示電路，即可消除直流母線(xiàn)電壓波動(dòng)的影響，電路具體參數(shù)的計(jì)算這里不再贅述。

圖5 IGBT故障檢測(cè)原理圖Fig.5 Schematic of fault detection for IGBT

S_BUS接直流母線(xiàn)正電壓，設(shè)其電壓值為1 000 V，S_U接功率單元輸出U端，S_V接功率單元輸出V端，圖5中兩個(gè)電源的地接直流母線(xiàn)負(fù)端；U1A是雙電源運(yùn)放，Q1、Q2、Q3是NPN三極管，U2是反相器，用于波形整定，D1和D2作為鉗位二極管。

Q1、Q2、Q3組成鏡像電流源電路，直流母線(xiàn)電壓經(jīng)過(guò)R1和R2分壓之后，通過(guò)電壓跟隨器作為鏡像電流源的控制電壓，使功率單元輸出U、V端為直流母線(xiàn)電壓負(fù)時(shí)，反相器U2的輸出信號(hào)為低電平；當(dāng)U、V端為直流母線(xiàn)電壓正時(shí)，反相器U2的輸出信號(hào)為高電平。

由PSPISE對(duì)以上原理圖進(jìn)行仿真，在50%欠壓或者10%過(guò)壓狀態(tài)時(shí)，U、V端在反相器輸入端的電壓分別約為5.1 V和-0.2 V，符合邏輯芯片電平電壓工作范圍。

值得注意的是，圖5所示檢測(cè)電路的地和直流母線(xiàn)電壓負(fù)為同一個(gè)地，該地與功率單元機(jī)殼地相連，各個(gè)功率單元之間的機(jī)殼地相互獨(dú)立，這樣就降低了檢測(cè)電路對(duì)各功率單元之間的電氣隔離要求。

3.2 CPLD中判定流程

將前述功率單元輸出U、V端所測(cè)的信號(hào)反饋至CPLD中，與H橋左右橋臂IGBT驅(qū)動(dòng)信號(hào)作邏輯比較，U端檢測(cè)信號(hào)與A+的驅(qū)動(dòng)信號(hào)比對(duì)，取反與A-的驅(qū)動(dòng)信號(hào)比對(duì)；V端檢測(cè)信號(hào)與B+的驅(qū)動(dòng)信號(hào)比對(duì)，取反與B-的驅(qū)動(dòng)信號(hào)比對(duì)。當(dāng)反饋信號(hào)和驅(qū)動(dòng)信號(hào)電平邏輯不一致，即表明有IGBT的故障發(fā)生，當(dāng)驅(qū)動(dòng)信號(hào)為高電平，表示有開(kāi)路故障發(fā)生；驅(qū)動(dòng)信號(hào)為低電平，表示有短路故障發(fā)生。

因?yàn)镮GBT存在開(kāi)關(guān)時(shí)間，故檢測(cè)電路所測(cè)反饋信號(hào)不是理想方波信號(hào)，可能導(dǎo)致誤判，故需要一定的容錯(cuò)控制機(jī)制，以左橋臂IGBT為例，具體判定原理如圖6所示。設(shè)Ut為U端檢測(cè)信號(hào)，Ud1為A+驅(qū)動(dòng)信號(hào)，Ud2為A-驅(qū)動(dòng)信號(hào)，Uf表示光纖通信故障。當(dāng)Uf等于1時(shí)，表示主控單元和功率單元之間的光纖通信出現(xiàn)故障，此時(shí)的驅(qū)動(dòng)信號(hào)出現(xiàn)問(wèn)題，不能再用于IGBT故障的判定；當(dāng)Uf不等于1，并且Ut不等于Ud1時(shí)，計(jì)數(shù)器1開(kāi)始計(jì)時(shí)(en為使能端，rst為復(fù)位端)，當(dāng)時(shí)間超過(guò)設(shè)定門(mén)檻值Nt，則報(bào)出A+故障信號(hào)f1；當(dāng)Uf不等于1，并且Ut取反信號(hào)不等于Ud2時(shí)，計(jì)數(shù)器2開(kāi)始計(jì)時(shí)，超過(guò)設(shè)定值后報(bào)出A-故障信號(hào)f2?？紤]到IGBT開(kāi)關(guān)死區(qū)以及動(dòng)態(tài)換流的過(guò)程，這里取門(mén)檻值Nt為3 μs，讀者在實(shí)際應(yīng)用時(shí)可根據(jù)具體情況調(diào)整。

圖6 CPLD判定原理Fig.6 Block diagram of the fault detection

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

本實(shí)驗(yàn)首先對(duì)單個(gè)功率單元進(jìn)行測(cè)試，然后對(duì)一個(gè)四級(jí)串聯(lián)的變頻器進(jìn)行整機(jī)測(cè)試。對(duì)單個(gè)功率單元進(jìn)行測(cè)試時(shí)，需要配以主控單元和人機(jī)界面，其連接關(guān)系如圖7所示，人機(jī)界面和主控單元之間使用RS485通信，主控單元和功率單元之間使用光纖串行通信，功率單元中的CPLD將從主控單元接收的串行編碼信號(hào)解碼成IGBT驅(qū)動(dòng)信號(hào)，IGBT故障判定亦由該CPLD完成。功率單元的輸出連接7.5 mH電抗器作為負(fù)載。

圖7 實(shí)驗(yàn)連接框圖Fig.7 Block diagram of the experiment

4.1 短路故障實(shí)驗(yàn)

將IGBT兩端用電纜短路來(lái)模擬產(chǎn)生短路故障，考慮到H橋左右橋臂的對(duì)稱(chēng)性，試驗(yàn)中選取B+和B-兩只IGBT做短路試驗(yàn)，B+短路原理如圖8所示。

圖8 IGBT短路原理圖Fig.8 Schematic of IGBT short circuit

啟動(dòng)實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)，測(cè)量V端下管IGBT的CE電壓、柵極-發(fā)射極(gate-emitter,GE)電壓以及短路電流，如圖9所示， 從圖中可以看出，當(dāng)IGBTB-開(kāi)通(驅(qū)動(dòng)信號(hào)為高電平)時(shí)，由于IGBTB+處于短路故障狀態(tài)，直流母線(xiàn)短路，流過(guò)IGBTB+的電流快速上升，CE電壓瞬間下降，因?yàn)槎搪冯娏魃仙^(guò)大，使得IGBTB-退飽和，V端電壓變?yōu)橹绷髂妇€(xiàn)正電壓，而此時(shí)IGBTB-驅(qū)動(dòng)波形為高電平，與正常情況狀態(tài)不一致，產(chǎn)生短路保護(hù)動(dòng)作，關(guān)斷IGBTB-，整個(gè)保護(hù)動(dòng)作時(shí)間約為8 μs，滿(mǎn)足IGBT保護(hù)需求。

圖9 IGBT B+短路時(shí)電壓電流波形Fig.9 Voltage and current waveform when B+ short circuit fault happened

類(lèi)似以上方法，將IGBTB-短路，故障在IGBTB+驅(qū)動(dòng)為高時(shí)表現(xiàn)出來(lái)，如圖10所示，此時(shí)短路電流迅速上升，由于B-短路故障的存在，所以CE電壓為低，與驅(qū)動(dòng)信號(hào)電平狀態(tài)不一致，從而檢測(cè)出短路故障，系統(tǒng)停機(jī)，整個(gè)響應(yīng)時(shí)間約為8.2 μs。

圖10 IGBT B-短路時(shí)電壓電流波形Fig.10 Voltage and current waveform when B- short circuit fault happened

4.2 開(kāi)路故障實(shí)驗(yàn)

將IGBT驅(qū)動(dòng)信號(hào)斷開(kāi)來(lái)模擬其開(kāi)路故障，選取IGBTB+和B-進(jìn)行開(kāi)路故障測(cè)試。分別斷開(kāi)B+和B-的驅(qū)動(dòng)線(xiàn)，啟動(dòng)系統(tǒng)，測(cè)試結(jié)果分別如圖11和12所示。從圖11中看出，B+的驅(qū)動(dòng)信號(hào)為高電平時(shí)，右橋臂V端電壓為母線(xiàn)負(fù)(0 V)，極性相反，符合前述邏輯，CPLD中檢測(cè)出此故障，封鎖脈沖停機(jī)，整個(gè)響應(yīng)時(shí)間約為9 μs。從圖12中看出，B-驅(qū)動(dòng)信號(hào)為高電平時(shí)右橋臂電壓為母線(xiàn)電壓正，CPLD中檢測(cè)出故障，響應(yīng)時(shí)間約為9 μs。從以上兩個(gè)圖形中也可看出，電流都幾乎為零，這是開(kāi)路故障所致。

圖11 IGBT B+開(kāi)路時(shí)電壓電流波形Fig.11 Voltage and current waveform when B+ open circuit fault happened

圖12 IGBT B-開(kāi)路時(shí)電壓電流波形Fig.12 Voltage and current waveform when B- open circuit fault happened

綜上所述，IGBT的短路和開(kāi)路故障都在10 μs之內(nèi)識(shí)別并且響應(yīng)，反應(yīng)迅速，符合保護(hù)要求。

4.3 整機(jī)實(shí)驗(yàn)

將有模擬短路故障的功率單元串聯(lián)到一個(gè)四級(jí)變頻系統(tǒng)中，系統(tǒng)輸入電壓為3.35 kV，給定頻率為1 Hz，啟動(dòng)系統(tǒng)，界面報(bào)出“功率單元A1故障”，變頻器停止輸出，如圖13所示。

圖13 變頻器人機(jī)界面Fig.13 HMI of the multilevel inverter

5 結(jié) 論

本文在分析單元串聯(lián)多電平變頻器功率單元中IGBT的運(yùn)行狀態(tài)以及故障模式的基礎(chǔ)上，提出基于母線(xiàn)電壓控制的鏡像電流源檢測(cè)法，將檢測(cè)功率單元U、V端波形反饋至其控制芯片CPLD，與驅(qū)動(dòng)波形做實(shí)時(shí)比較，從而快速判斷出IGBT故障與否，以便對(duì)整個(gè)功率單元進(jìn)行容錯(cuò)控制，例如對(duì)多級(jí)串聯(lián)型變頻器來(lái)說(shuō)，可對(duì)故障功率單元進(jìn)行旁路，整機(jī)降額運(yùn)行等，同時(shí)在人機(jī)界面報(bào)出故障單元。

此診斷方法具有以下優(yōu)點(diǎn)：

1)診斷速度快

由于診斷方法完全基于硬件原理，從檢測(cè)到故障狀態(tài)到功率單元自身做出保護(hù)動(dòng)作，只需約8 μs的時(shí)間，這比基于軟件算法如神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)、支持向量機(jī)等診斷方法迅速準(zhǔn)確。

2)診斷精度高

診斷電路是搭建在功率單元中，每個(gè)串聯(lián)功率單元獨(dú)立診斷，因此單個(gè)功率單元的診斷精度就代表了整個(gè)變頻器的診斷精度，在檢測(cè)電路的元器件不出現(xiàn)問(wèn)題的前提下，幾乎不會(huì)出現(xiàn)誤判情況，相比采樣整個(gè)輸出波形來(lái)進(jìn)行診斷的方法，其診斷精度也具有了極大提升。

當(dāng)然，該診斷方法一個(gè)主要的缺點(diǎn)就是：硬件成本較高。因?yàn)樵\斷電路是針對(duì)單個(gè)功率單元進(jìn)行的檢測(cè)，這需要對(duì)所有等級(jí)功率單元原來(lái)的控制板進(jìn)行重新設(shè)計(jì)，添加硬件電路。

此診斷方法也可以推廣到其他類(lèi)型的變頻器或者逆變器，具有較好的的工程實(shí)用價(jià)值。

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(編輯：劉素菊)

Transistor fault diagnosis method in cascade multilevel inverter

CAO Xu-dong， LI Zhi-yuan

(College of Geophysics and Information Engineering,China University of Petroleum,Beijing102249,China)

As for the problem of fault diagnosis of the IGBT(insulated gate bipolar transistor) for cascade multilevel inverter,a detection method is designed.It detected logic state of the output of inverter’s bridge arm based on the principle of the mirror current method.The DC bus voltage of power module controlled the detection circuit.Then,the logical relationship between the output and drive signal of power module was analysed.The fault state of IGBT was detected though judging this relationship.The experiment results show that the detection method can diagnose IGBT′s fault state rapidly within 10 μs.It is more reliable and practical than the diagnosis methods based on software algorithm,which is valuable in engineering application for the cascade multilevel inverter.

multilevel inverter; cell series; IGBT; fault diagnosis; mirror current method

2016-09-01

國(guó)家發(fā)改委應(yīng)用示范項(xiàng)目(CNGI-12-03-043)

曹旭東(1968—)，男，碩士，副教授，研究方向?yàn)殡娏﹄娮庸收显\斷、信號(hào)檢測(cè)與處理； 李支園(1987—)，男，碩士，研究方向?yàn)樾盘?hào)檢測(cè)與處理。

李支園

10.15938/j.emc.2016.12.002

TM 464

:A

:1007-449X(2016)12-0009-08