曹太強(qiáng) 甘 雪 周 川 郭筱瑛 夏昱成

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對(duì)稱控制全橋諧振PWM軟開關(guān)變換器

曹太強(qiáng)1,2甘 雪2周 川2郭筱瑛3夏昱成4

（1. 西華大學(xué)流體及動(dòng)力機(jī)械教育部重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室 成都 610039 2. 西華大學(xué)電氣信息學(xué)院 成都 610039 3. 攀枝花學(xué)院電氣信息工程學(xué)院 攀枝花 617000 4. 電子科技大學(xué)格拉斯哥學(xué)院 成都 611731）

針對(duì)傳統(tǒng)對(duì)稱控制全橋變換器不能實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)而導(dǎo)致變換器效率較低的現(xiàn)狀，提出了對(duì)稱控制全橋諧振PWM(FB-RPWM)變換器，詳細(xì)分析了FB-RPWM變換器的工作模式及其穩(wěn)態(tài)特性。分析結(jié)果表明：FB-RPWM變換器雖然采用對(duì)稱控制，卻仍在全負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)了所有橋臂開關(guān)管的零電壓開通（ZVS）和輸出二極管的零電流關(guān)斷（ZCS），且其輸入輸出電壓傳輸比與負(fù)載、開關(guān)頻率和占空比無關(guān)，呈現(xiàn)出直-直變壓器（DCX）的工作特性。與移相全橋（PSFB）變換器相比，F(xiàn)B-RPWM變換器減小了兩個(gè)開關(guān)管的關(guān)斷電流，且變壓器一次側(cè)采用隔直電容，實(shí)現(xiàn)了勵(lì)磁電感電流的零直流偏量，降低了變壓器損耗，進(jìn)一步提高了變換器的效率。最后，搭建了一臺(tái)400V輸入、50V/10A輸出的實(shí)驗(yàn)裝置，驗(yàn)證了理論分析的正確性。

全橋變換器 諧振PWM技術(shù) DC-DC變壓器 移相全橋

0 引言

高功率密度、高效率開關(guān)變換器是高頻開關(guān)變換器的研究熱點(diǎn)之一。提高開關(guān)變換器功率密度的有效途徑是提高開關(guān)變換器的開關(guān)頻率，隨著開關(guān)頻率的提高，傳統(tǒng)硬開關(guān)PWM變換器的開關(guān)損耗急劇增大，導(dǎo)致功率變換效率降低，從而限制了功率密度的進(jìn)一步提高。開關(guān)變換器的軟開關(guān)技術(shù)可以實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的零電壓開通或零電流關(guān)斷，以減小開關(guān)損耗，提高變換器的效率和功率密度[1]，因此越來越受到人們的重視。

移相全橋（Phase-Shift Full-Bridge, PSFB）變換器實(shí)現(xiàn)了變壓器一次側(cè)開關(guān)管的零電壓軟開關(guān)（Zero Voltage Switching, ZVS）開通，受到研究者的廣泛青睞[2-7]。然而，傳統(tǒng)PSFB變換器輸出二極管的寄生振蕩現(xiàn)象[2,5]和反向恢復(fù)損耗[3]，限制了變換器效率的進(jìn)一步提高；此外，占空比丟失現(xiàn)象[6,7]、死區(qū)時(shí)間限制[8]、輕載時(shí)不能實(shí)現(xiàn)滯后橋臂的ZVS開通[9]、較大的環(huán)流損耗[10]等問題，限制了PSFB變換器性能的進(jìn)一步提升。同時(shí)，由于驅(qū)動(dòng)脈沖的不對(duì)稱、開關(guān)器件參數(shù)不一致等因素，使變壓器存在直流偏磁現(xiàn)象[11]，嚴(yán)重時(shí)引起變壓器的磁心飽和，而變壓器直流偏磁的存在會(huì)產(chǎn)生附加損耗和變壓器利用率較低[12]等問題。

對(duì)稱控制全橋變換器由于控制結(jié)構(gòu)簡單、容易實(shí)現(xiàn)等優(yōu)點(diǎn)，也得到廣泛應(yīng)用[9]。然而，對(duì)稱控制全橋變換器不能實(shí)現(xiàn)開關(guān)器件的軟開關(guān)，且變壓器的漏感引起開關(guān)管兩端較大的電壓尖峰，需要吸收電路來吸收漏感能量，限制了變換器效率的提高。

在寬輸入電壓應(yīng)用場合，通常采用兩級(jí)串聯(lián)結(jié)構(gòu)的變換器方案[13,14]、并聯(lián)變換器功率處理方案[15]和交錯(cuò)式拓?fù)渥儞Q器[15]來提高變換器效率；采用更替電源架構(gòu)的穩(wěn)壓器[16]或恒定導(dǎo)通時(shí)間控制[17]來實(shí)現(xiàn)控制的精確度。在拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)方案中，均可采用不可控變換器，或者稱為直-直變壓器[18,19]（DC-DC Transformer, DCX），直流變壓器體現(xiàn)直流能量的傳輸，且傳輸電壓增益比僅與變壓器變電壓有關(guān)。軟開關(guān)DCX能夠?qū)崿F(xiàn)開關(guān)器件的軟開通和軟關(guān)斷，不需要附加的吸收電路，提高了變換器的效率[14]。文獻(xiàn)[13]采用不對(duì)稱半橋（Asymmetric Half-bridge，AHB）變換器作為DCX變換器，然而AHB變換器二次側(cè)二極管存在反向恢復(fù)損耗等問題，限制了變換器效率的提升。文獻(xiàn)[14]采用LLC變換器作為DCX變換器，LLC變換器雖然實(shí)現(xiàn)了一次側(cè)開關(guān)管的零電壓開通（Zero Voltage Switching, ZVS）和二次側(cè)二極管的零電流關(guān)斷（Zero Current Switching, ZCS），然而，LLC變換器的增益特性受負(fù)載的影響較為嚴(yán)重，為了提高DCX變換器的性能，需要采用鎖相環(huán)技術(shù)[18]，實(shí)現(xiàn)較為復(fù)雜，限制了LLC變換器的應(yīng)用。

為了進(jìn)一步提升變換器的效率，文獻(xiàn)[20,21]采用變壓器二次側(cè)諧振技術(shù)實(shí)現(xiàn)了輸出二極管的零電流關(guān)斷，但同時(shí)帶來較高的導(dǎo)通損耗。為了實(shí)現(xiàn)變換器開關(guān)管的零電壓開通，通常需要采用有源鉗位技術(shù)[20,21]和移相控制策略，增加了變換器的成本和控制復(fù)雜度。

針對(duì)以上研究存在的不足，對(duì)稱控制全橋諧振PWM（Full-Bridge Resonant-PWM, FB-RPWM）變換器，詳細(xì)分析了變換器的工作模式及穩(wěn)態(tài)特性，給出了變換器軟開關(guān)的實(shí)現(xiàn)條件。FB-RPWM變換器實(shí)現(xiàn)了開關(guān)管的ZVS和輸出二極管的ZCS，其輸入輸出電壓傳輸比與負(fù)載、開關(guān)頻率和占空比無關(guān)，呈現(xiàn)出直-直變壓器的工作特性。同時(shí)，F(xiàn)B-RPWM變換器實(shí)現(xiàn)了勵(lì)磁電感電流的零直流偏量，進(jìn)一步提高了變換器的效率。最后，搭建了一臺(tái)400V輸入、50V/10A輸出的實(shí)驗(yàn)裝置，驗(yàn)證了理論分析的正確性。

1 FB-RPWM變換器工作模式

圖1給出了FB-RPWM變換器的原理電路圖。為了簡化FB-RPWM變換器的分析，做如下假設(shè)：①變換器采用對(duì)稱脈沖控制，除反并聯(lián)二極管與輸出電容外，所有開關(guān)管是理想的；②變壓器等效模

型由∶1理想變壓器、勵(lì)磁電感m組成，諧振電感s包含變壓器漏感，且m＞＞s,o＞＞s；③輸出電容o足夠大，可以認(rèn)為輸出電壓o恒定不變；隔直電容d上的電壓保持恒定；④變換器工作于 穩(wěn)態(tài)。

圖1 FB-RPWM變換器

在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，變換器存在如圖2所示的5個(gè)工作模態(tài)，變換器的主要波形如圖3所示。在開關(guān)周期開始時(shí)刻，一次電流P為負(fù)，輸出電感電流io與諧振電感電流S滿足io(0)=S(0)。

（a）模態(tài)1 [0～1]

（b）模態(tài)2 [1～2]

（c）模態(tài)1 [2～3]

（d）模態(tài)2 [3～4]

（e）模態(tài)2 [4～5]

圖2 變換器工作模態(tài)的等效電路

Fig.2 Equivalent circuits in each operation modes

圖3 變換器的關(guān)鍵波形

（1）模態(tài)1[0,1]：0時(shí)刻，一次電流P為負(fù)值，開關(guān)管S1和S4的反并聯(lián)二極管導(dǎo)通，為P提供流通路徑。變壓器一次電壓為in-Vd，勵(lì)磁電感電流m線性上升，即

輸出二極管VDo關(guān)斷，輸出電感與諧振電感串聯(lián)，由于o＞＞s，輸出電感電流紋波可忽略不計(jì)，則可得變壓器一次電流P為

諧振電容r線性充電，則有

（2）模態(tài)2[1,2]：1時(shí)刻，變壓器一次電流P上升到零，在1之前，開關(guān)管S1和S4的反并聯(lián)二極管導(dǎo)通，在此期間可以實(shí)現(xiàn)S1和S4的零電壓導(dǎo)通。在模態(tài)2，開關(guān)管S1和S4導(dǎo)通，勵(lì)磁電感電流m繼續(xù)線性上升，諧振電容r繼續(xù)線性充電。

（3）模態(tài)3[2,3]：2時(shí)刻，開關(guān)管S1和S4關(guān)斷。開關(guān)管S1、S4與開關(guān)管S2、S3的輸出電容分別充、放電，由于輸出電容較小，充放電時(shí)間極短。當(dāng)開關(guān)管S1、S4輸出電容的電壓等于輸入電壓in時(shí)，S2、S3的反并聯(lián)二極管導(dǎo)通，為一次電流P提供流通路徑。變壓器一次電壓等于-in-Vd，勵(lì)磁電感電流m線性下降，即

變壓器一次電壓折算到二次電壓為負(fù)。輸出二極管VDo導(dǎo)通，輸出電感兩端電壓等于-o，io線性下降，即

變換器二次側(cè)滿足電路方程

求解上述電路方程得

式中，諧振角頻率r=1/，特征阻抗r=。

流過輸出二極管的電流為

變壓器一次電流P為

（4）模態(tài)4[3,4]：3時(shí)刻，變壓器一次電流P下降到零，在3時(shí)刻之前，開關(guān)管S2和S3的反并聯(lián)二極管導(dǎo)通，在此期間可以實(shí)現(xiàn)S2和S3的零電壓導(dǎo)通。在模態(tài)4，開關(guān)管S2和S3導(dǎo)通，勵(lì)磁電感電流m繼續(xù)線性下降，變壓器二次側(cè)電路的工作模式與模態(tài)3相同。

（5）模態(tài)5[4,5]：4時(shí)刻，輸出電感電流io與諧振電感電流S滿足io(4)=S(4)，二次側(cè)輸出二極管VDo電流為零，實(shí)現(xiàn)了零電流關(guān)斷。變壓器二次側(cè)輸出電感o與二次側(cè)漏感l(wèi)ks和諧振電容r串聯(lián)，由于輸出電感輸出紋波電流較小，可以認(rèn)為諧振電容r以輸出電感電流Io放電，由于Io=o，則

勵(lì)磁電感電流m繼續(xù)線性下降。

5時(shí)刻，開關(guān)管S2、S3關(guān)斷，開關(guān)管S2、S3與開關(guān)管S1、S4的輸出電容分別充、放電，開關(guān)管S2、S3的輸出電容電壓充電到in時(shí)，為一次電流P提供流通路徑，S1、S4的反并聯(lián)二極管導(dǎo)通，開始下一個(gè)開關(guān)周期。

2 穩(wěn)態(tài)特性分析

采用對(duì)稱脈沖控制時(shí)，變壓器一次電壓不存在直流偏量，由勵(lì)磁電感m的伏秒平衡可知，在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)隔直電容上的直流電壓為零。然而，在實(shí)際情況存在器件偏差和驅(qū)動(dòng)脈沖不對(duì)稱等因素，隔直電容可以防止變壓器飽和。當(dāng)采用對(duì)稱控制且工作于穩(wěn)態(tài)時(shí)，Vd=0，此外，由于o足夠大，輸出濾波電感電流io的紋波較小，近似認(rèn)為io≈o。故在[0,2]和[4,5]時(shí)間段內(nèi)諧振電容以o線性充電，在此時(shí)間段內(nèi)的積分值可近似為算術(shù)平均值，可以得到變壓器二次側(cè)諧振電感電流S和諧振電容電壓vr的近似波形如圖4所示。

圖4 近似后變換器的關(guān)鍵波形

由輸出濾波電感o的伏秒平衡，可得

式中，D為諧振支路帶來的占空比丟失。整理式（13）可得

在[0,2]和[4,5]時(shí)間段內(nèi)，由工作模態(tài)分析和圖4所示近似工作波形可知，諧振電容電壓滿足

由模態(tài)3和模態(tài)4的分析可知

整理式（16）和式（17），可得

聯(lián)立式（14）和式（18），可以得到變換器的增益為

由式（19）可知，變換器的電壓傳輸比與負(fù)載、開關(guān)頻率和占空比無關(guān)，呈現(xiàn)出DCX的特性。

3 軟開關(guān)工作條件分析

3.1 二次側(cè)二極管軟開關(guān)的實(shí)現(xiàn)條件

由圖2所示變換器的工作模式及圖3所示的工作波形可知，實(shí)現(xiàn)輸出二極管軟開關(guān)的條件是在開關(guān)管S2、S3關(guān)斷之前，輸出電感電流io與諧振電感電流S滿足io(4)=S(4)，即諧振周期應(yīng)小于開關(guān)周期

3.2 一次側(cè)開關(guān)管軟開關(guān)的實(shí)現(xiàn)條件

由前面的工作模態(tài)分析可知，實(shí)現(xiàn)開關(guān)管S2、S3軟開關(guān)的條件是在變壓器一次電流P變?yōu)樨?fù)值之前，在開關(guān)管S2和S3兩端施加驅(qū)動(dòng)脈沖，即保證在開關(guān)管S2和S3開通之前，反并聯(lián)二極管的導(dǎo)通，以實(shí)現(xiàn)開關(guān)管S2、S3的ZVS；實(shí)現(xiàn)開關(guān)管S1、S4軟開關(guān)的條件是在變壓器一次電流P變?yōu)檎抵?，在開關(guān)管S1、S4兩端施加驅(qū)動(dòng)脈沖，即保證在開關(guān)管S1、S4開通之前，反并聯(lián)二極管的導(dǎo)通，以實(shí)現(xiàn)開關(guān)管S1、S4的ZVS。

在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，由電容電荷平衡可知，勵(lì)磁電感電流不存在直流偏量，且由變換器的工作模式分析可知，勵(lì)磁電感電流紋波為

由變換器的主要工作波形和工作模態(tài)1、模態(tài)2的分析可知，為了實(shí)現(xiàn)開關(guān)管S1、S4的ZVS導(dǎo)通，需要滿足條件

由變換器的主要工作波形和工作模態(tài)3、模態(tài)4的分析可知，為了實(shí)現(xiàn)開關(guān)管S2、S3的ZVS導(dǎo)通，需要滿足的條件是

在[0,1]時(shí)間段內(nèi)，變壓器一次電流為

由式（21）、式（22）、式（24）可得

式中，為負(fù)載電阻。

在[2,3]時(shí)間段內(nèi)，變壓器一次電流為

定義諧振占空比r=(r/2)/s，由變換器的主要工作波形可知，r=1/2-D，且由式（14）、式（15）、式（19）可知，在2時(shí)刻，諧振電容電壓為

則在[2,3]時(shí)間段內(nèi)，一次電流為

式中，自變量=(-2)/s，P()的過零值即為時(shí)間段[2,3]的歸一值0，0=(3-2)/s。

圖5所示為參數(shù)變化時(shí)P()與的關(guān)系曲線，由圖5a可知，隨著r的增大，0增大；由圖5b可知，隨著m的減小，0增大；由圖5c可知，負(fù)載的變化幾乎不影響0值。然而為了實(shí)現(xiàn)所有開關(guān)管的軟開關(guān)，變換器的占空比需要滿足式（23），即滿足0＞0.5-。

（a）

（b）

（c）

圖5P()與的關(guān)系圖

Fig.5P() as a function of

由以上分析可知：在滿足式（20）的情況下，r越大，勵(lì)磁電感m越小，越容易實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的ZVS導(dǎo)通；開關(guān)管S2、S3的軟開關(guān)實(shí)現(xiàn)范圍幾乎不受負(fù)載的影響，在滿足式（25）的情況下開關(guān)管S1、S4在全負(fù)載范圍內(nèi)能夠?qū)崿F(xiàn)軟開關(guān)。

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證理論分析的正確性，設(shè)計(jì)并制作了一臺(tái)對(duì)稱控制全橋諧振PWM軟開關(guān)變換器的實(shí)驗(yàn)裝置。為了滿足變換器開關(guān)管的軟開關(guān)條件，即滿足式（22）和式（23），實(shí)驗(yàn)中取占空比=0.45。由圖5可知，在電路參數(shù)變化范圍內(nèi)，取0值在[0.1, 0.2]之間。由圖5b可知，勵(lì)磁電感m需滿足m＜1mH，實(shí)驗(yàn)中取m=804μH。設(shè)計(jì)變換器參數(shù)為：輸入電壓in=400V，輸出電壓o=50V，輸出功率o=500W，開關(guān)周期s=20ms，則滿載時(shí)負(fù)載電阻=5W，并由式（19）可知，變壓器電壓比=8。變換器的主要參數(shù)見表1。

表1 變換器的參數(shù)

Tab.1 Parameters of converter

圖6a和圖6b分別為變換器滿載工作時(shí)，開關(guān)管S2、S4的電壓、電流實(shí)驗(yàn)波形；圖7為變換器二次側(cè)輸出二極管VDo的電壓、電流波形；圖8所示分別為輸出電壓o、輸出二極管電壓VDo和諧振電容電壓vr的實(shí)驗(yàn)波形。由圖6a和圖6b可知，對(duì)稱控制全橋諧振PWM軟開關(guān)變換器的所有開關(guān)管均實(shí)現(xiàn)了ZVS；由圖7可知，二次側(cè)輸出二極管VDo實(shí)現(xiàn)了ZCS。圖8給出了輸出電壓和輸出二極管電壓波形，以及二次側(cè)諧振電容電壓波形，由圖可知，與理論分析波形基本一致，驗(yàn)證了理論分析的正確性。圖9為變換器的效率曲線，可以看出，在75%負(fù)載時(shí)，變換器獲得最大效率94.2%；圖10為輸出電壓隨負(fù)載的變化曲線，可以看出，變換器實(shí)現(xiàn)了DC-DC變壓器的特性，與理論分析一致。

（a）開關(guān)管S2的電壓、電流波形

（b）開關(guān)管S4的電壓、電流波形

圖6 變換器滿載時(shí)，開關(guān)管S2、S4的電壓電流實(shí)驗(yàn)波形

Fig.6 Experimental voltage and switch current waveforms for S2and S4

圖8 變換器二次側(cè)實(shí)驗(yàn)波形

圖9 效率曲線

圖10 輸出電壓隨負(fù)載的變化曲線

5 結(jié)論

本文研究了對(duì)稱控制全橋諧振PWM軟開關(guān)變換器，詳細(xì)分析了FB-RPWM變換器的工作模式、穩(wěn)態(tài)特性以及軟開關(guān)實(shí)現(xiàn)條件。分析結(jié)果表明，F(xiàn)B-RPWM變換器呈現(xiàn)出DC-DC變壓器的增益特性，其電壓傳輸比與負(fù)載、開關(guān)頻率和占空比無關(guān)，且在全負(fù)載范圍內(nèi)，可以實(shí)現(xiàn)FB-RPWM變換器開關(guān)管的ZVS以及二次側(cè)輸出二極管的ZCS。在分布式電源架構(gòu)中間母線變換器和高效率寬輸入電壓范圍的DC-DC變換器模塊電源的場合具有一定的應(yīng)用前景。

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Research on Symmetrical Controlled Full-Bridge Resonant PWM Converter

1,22234

（1. Key Laboratory of Fluid and Power Machinery, Ministry of Education Xihua University Chengdu 610039 China 2. School of Electric Information Xihua University Chengdu 610039 China 3. School of Electronics and Information Engineering Panzhihua University Panzhihua 617000 China 4. UOG-UESTC Joint School Chengdu 611731 China）

The traditional symmetrical controlled full bridge DC-DC converter fails to achieve soft switching. Thus, this paper proposes a full bridge resonant PWM (FB-RPWM) converter. Its operation modes and steady state characteristics are analyzed. The analysis results show that FB-RPWM converter exhibits the characteristics of DC-DC transformer (DCX), and its DC voltage conversion ratio is independent of load, switching frequency and duty ratios. The proposed FB-RPWM converter can realize zero-voltage turn-on switching (ZVS) of switches in the full load range and zero-current turn-off switching (ZCS) of the diode. Compared with the traditional phase-shift full bridge (PSFB) converter, FB-RPWM converter has reduced switch current stress and turn-off current of the main switch. It has also completely eliminated current offset of magnetizing inductor, and thus improved the efficiency of the converter. Finally, a 400V input, 50V/10A output experimental prototype is established to verify the theoretical analysis.

Full bridge DC-DC, resonant PWM technology, DC-DC transformer, phase-shifted full-bridge

TN86；TM463

曹太強(qiáng) 男，1969年生，博士，高級(jí)工程師，研究方向?yàn)樾履茉础⒋蠊β书_關(guān)變換器及光伏發(fā)電、電力電子與電力傳動(dòng)等。

E-mail: ctq815@163.com

周 川 男，1974年生，碩士，講師，研究方向?yàn)殡姎饪刂萍夹g(shù)。

E-mail: zhouchuan@mail.xhu.edu.cn（通信作者）

2015-11-15 改稿日期 2016-01-18

西華大學(xué)學(xué)生創(chuàng)新創(chuàng)業(yè)項(xiàng)目（苗子工程）（2015RZ0030），太陽能技術(shù)集成及應(yīng)用推廣四川省高校重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室項(xiàng)目（TYN2015-09），攀枝花市科技計(jì)劃項(xiàng)目-太陽能光伏離/并網(wǎng)智能化控制逆變一體集成應(yīng)用（2014CY-S-1-2），攀枝花學(xué)院分布式光伏多逆變器并網(wǎng)控制研究（2014YB11），攀枝花市科技計(jì)劃項(xiàng)目-光伏發(fā)電系統(tǒng)關(guān)鍵技術(shù)研制（2015 CY-C-5），四川省電力電子節(jié)能技術(shù)與裝備重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室（新型高效無橋高功率因數(shù)變換器的研究-szjj2015-066），流體及動(dòng)力機(jī)械教育部重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室研究基金（西華大學(xué)）資助項(xiàng)目。