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一種新型雙PWM變流器混合控制方法研究

2015-04-28 07:03:26趙鳳姣王久和慕小斌
電氣傳動 2015年6期
關鍵詞:機側負序變流器

趙鳳姣,王久和,慕小斌

(1.北京信息科技大學自動化學院,北京 100192;2.北京交通大學電氣工程學院,北京 100044)

一種新型雙PWM變流器混合控制方法研究

趙鳳姣1,王久和1,慕小斌2

(1.北京信息科技大學自動化學院,北京 100192;2.北京交通大學電氣工程學院,北京 100044)

為提高供電電壓不平衡條件下雙PWM變流器的性能,提出了基于EL模型的無源控制與PI控制相結合的混合控制方法。根據雙PWM變流器主電路的拓撲結構,分別建立了整流器和逆變器在dq坐標系下的EL模型。以系統(tǒng)的設計目標為依據確定期望平衡點,增加耗散矩陣的注入阻尼,進而設計了無源控制器。設計兩個PI控制器分別用于控制直流電壓和為網側三相交流線電流d軸分量提供給定值。仿真和實物實驗均表明,所提出的混合控制方法是可行的。

供電電壓不平衡;正負序分量;雙PWM變流器;無源控制;EL模型

1 引言

雙PWM變流器由兩個以全控型器件為基礎的電壓源型變流器背靠背連接構成,中間采用電容器做電壓支撐。該裝置具有能量可以雙向流動、兩端功率可獨立控制、交流側功率因數可調、輸出諧波含量小、交流電流與交流電壓同步、直流電壓可控等諸多優(yōu)點,因此在諸多領域中獲得了廣泛的應用[1-2]。

雙PWM變流器的控制方法很多,文獻[3]采用的是基于Lyapunov穩(wěn)定理論的控制方法,此種控制方法可保證系統(tǒng)在大范圍大干擾的情況下穩(wěn)定,前提是必須找到合適的Lyapunov函數,但Lyapunov能量函數向系統(tǒng)期望點收斂速度不可控,導致系統(tǒng)動態(tài)性能不理想;文獻[4-5]采用的是自抗擾控制方法,此種控制方法需要調節(jié)的參數過多,不利應用于實際工程中;文獻[6-7]采用的是直接功率控制方法,此種控制方法采用功率滯回比較器對功率進行控制,這使得開關頻率變化,電流諧波大,從而導致直流電壓在穩(wěn)態(tài)時仍有小的波動,進而影響整個系統(tǒng)的性能。

以上這些方法均是在供電電源為三相平衡電壓源的情況下提出的,然而在實際的工業(yè)生產中,經常會遇到供電電壓不平衡的情況。供電電壓不平衡會導致交、直流側產生大量諧波電流,直流側電壓產生畸變,嚴重影響了雙PWM變流器的性能。

鑒于此,本文首先利用“延遲法”對不平衡供電電壓進行正負序電壓分離,之后采用了基于EL模型的無源控制[8-9]與PI控制相結合的控制方法。根據雙PWM變流器主電路的拓撲結構,分別建立了機側整流器和網側逆變器在兩相同步旋轉dq坐標系下的EL模型。以系統(tǒng)的設計目標為依據確定了期望平衡點,增加耗散矩陣的注入阻尼,進而設計了無源控制器。設計2個PI控制器分別用于控制直流電壓和為網側三相交流線電流d軸分量提供給定值。仿真和實物實驗結果均證明,本文所提出的控制方法是可行的。

2 不平衡供電電壓的正負序分量描述及分離

2.1 不平衡供電電壓的正負序分量描述

在三相供電電壓不平衡系統(tǒng)中,如果只考慮基波電動勢,則供電電動勢可以分解為正序電動勢Ep,負序電動勢En和零序電動勢E0的合成,如下式:

其在兩相同步旋轉dq坐標系下的形式為

則dq坐標系中,正序交流電動勢為直流電動勢,負序交流電動勢為2次諧波電動勢。

2.2 不平衡供電電壓的正負序分量分離

本文采用“延遲法”對正負序電壓進行分離。此方法是將不平衡三相供電電壓相加,之后通過整理進而得到各相電壓正負序分量:

3 雙PWM變流器的EL模型

3.1 雙PWM變流器的拓撲結構

圖1 雙PWM變流器拓撲結構Fig.1 The topology of dual-PWM converter

3.2 雙PWM變流器的EL模型

將圖1中網側部分等效為電阻負載RL,則整流器在兩相同步旋轉dq坐標系中的數學模型如下式所示:

式(4)則可寫成EL模型的形式,即

其中,M為正定對角陣;反對稱矩陣J反映了系統(tǒng)內部的互聯(lián)結構;對稱正定矩陣R反映了系統(tǒng)的耗散特性;系統(tǒng)與外部的能量交換由u表示。則:

同理,可得網側逆變器數學模型為

與EL模型的形式相對照,可得:

4 雙PWM變流器無源控制器的設計

4.1 系統(tǒng)期望平衡點的確定

機側整流器在穩(wěn)態(tài)運行時,期望功率因數為1,直流電壓等于給定電壓uDCR,uDCR> 3Um(Um為三相平衡正序電壓的幅值)。為了設計的方便,設dq坐標系中的d軸與電網電動勢矢量Udq重合,則電網電動勢矢量q軸分量uq=0。因此設期望穩(wěn)定平衡點為

網側逆變器在穩(wěn)態(tài)運行時,期望功率因數也為1,設期望穩(wěn)定平衡點為

4.2 無源控制器設計

對于機側整流器,令xe=x-x*,由式(5)得:

為使系統(tǒng)快速收斂到期望點,使誤差能量函數快速變零,需注入阻尼,加速系統(tǒng)能量耗散。注入阻尼耗散項為

進而得到無源控制律為

將無源控制律代入式(4)得:

若Ra1,Ra2選擇比較大,則id很快穩(wěn)定于i*d,iq穩(wěn)定于0,則有:

由式(13)的第1個和第2個式子可見,無源控制律式(11)可實現系統(tǒng)電流的解耦,提高系統(tǒng)的動、靜態(tài)性能;第3個式子滿足功率平衡,直流電壓的穩(wěn)態(tài)值為給定值uDCR。

同理,設計網側逆變器的無源控制律為

5 總體控制設計與實驗

控制系統(tǒng)總體控制框圖如圖2所示。機側整流器與網側逆變器的電流內環(huán)均采用基于EL模型的無源控制,電壓外環(huán)均采用PI控制。電壓外環(huán)的輸出即為電流內環(huán)d軸電流的給定值。

為測試所設計的控制系統(tǒng)的性能,采用Matlab/Simulink對系統(tǒng)進行仿真。三相供電電壓相電壓幅值分別為360 V,330 V,300 V;供電電壓頻率和電網頻率均為50 Hz;直流側電容為C=15 000μF;輸出直流電壓期望值uDCR=680 V;機側無源控制器注入阻尼Ra1=Ra2=700;網側無源控制器注入阻尼Rga1=Rga2=500;PI控制器1參數為Kp1=2,KI1=2.9;PI控制器2參數為Kp2=1.1,KI2=3.57。系統(tǒng)仿真結果如圖3~圖15所示。

圖2 系統(tǒng)總體控制框圖Fig.2 The overall control diagram of the control system

圖3 三相不平衡電壓Fig.3 Unbalanced three-phase voltage

圖4 正序電壓Fig.4 Positive-sequence voltage

圖3和圖4分別是網側三相不平衡電壓及其經“延遲法”正負序分離所得到的正序電壓波形;圖5是直流側電壓跟蹤給定值的情況,由圖5可見,約在0.03 s處直流電壓進入穩(wěn)態(tài);圖6是機側交流電流與正序電壓的波形圖,大約在0.03 s處機側交流電流與正序電壓實現同步;圖7是機側有功電流id和無功電流iq的波形,大約在0.030 5 s處電流進入穩(wěn)定狀態(tài);圖8是機側有功功率P和無功功率Q的波形,大約在0.03 s處功率進入穩(wěn)定狀態(tài);圖9是功率因數曲線,大約在0.031 s處功率因數穩(wěn)定于0.983;圖10所示是機側電流的諧波畸變率,機側THD=2.48%;圖11是網側交流電流與電網電壓的波形圖,大約在0.03 s處電流與電壓實現同步;圖12是網側有功電流igd和無功電流igq的波形,大約在0.033 s處電流進入穩(wěn)定狀態(tài);圖13是網側有功功率Pg和無功功率Qg的波形,大約在0.033 s處功率進入穩(wěn)定狀態(tài);圖14是功率因數曲線,大約在0.029 8 s處功率因數穩(wěn)定于1;圖15是網側電流的諧波畸變率,網側THD=2.48%。

圖5 直流電壓Fig.5 DC voltage

圖6 正序電壓、機側交流電流Fig.6 Positive-sequence voltage and generator-side AC current

圖7 機側有功電流id和無功電流iqFig.7 Active currentidand reactive currentiq of generator side

圖8 機側有功功率P和無功功率QFig.8 Active power P and reactive power Q of generator side

圖9 機側功率因數Fig.9 Power factor of generator side

圖10 機側THDFig.10 THD of generator side

圖11 網側交流電壓、交流電流Fig.11 AC voltage and AC current of net side

圖12 網側有功電流igd和無功電流igqFig.12 Active currentigdand reactive currentigqof net side

圖13 網側有功功率Pg和無功功率QgFig.13 Active powerPgand reactive powerQgof net side

圖14 網側功率因數Fig.14 Power factor of net side

圖15 網側THDFig.15 THD of net side

圖16 程序流程圖Fig.16 Program flowchart

采用FLUKE434電能質量分析儀和Tektronix TPS2104 100M數字隔離示波器進行測試,測試結果如圖17~圖23所示。

圖17 三相不平衡供電電壓Fig.17 Unbalanced three-phase supply voltage

圖18 交流側電流Fig.18 AC current

圖19 U相電壓和電流Fig.19 U-phase voltage and current

圖20 V相電壓和電流Fig.20 V-phase voltage and current

圖21 W相電壓和電流Fig.21 W-phase voltage and current

圖22 交、直流側電壓和電流Fig.22 AC/DC voltage and current

圖23 交流側電流諧波分布Fig.23 Harmonic distribution of AC current

圖17、圖18分別是三相不平衡供電電壓和三相交流電流的波形。圖19~圖21是每相交流電流與交流電壓的情況;圖22是穩(wěn)態(tài)時直流電壓uDC,u相、w相電源電壓及u相交流電流的波形。由圖可見,直流電壓穩(wěn)定于期望值,交流電流、電壓基本保持同步。圖23所示是交流側電流諧波情況,u,v,w三相電流的諧波畸變率分別為2.3%,2.5%,3.5%。

7 結論

為了提高供電電壓不平衡條件下雙PWM變流器的性能,本文提出了基于EL模型的無源控制與PI控制相結合的混合控制方法。仿真實驗和實物實驗的結果均表明,本文所提出的控制方法是可行的,為工程實際中雙PWM變流器的控制提供了新思路。

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修改稿日期:2015-01-16

Research on a New Hybrid Control Method for Dual-PWM Converter

ZHAO Feng-jiao1,WANG Jiu-he1,MU Xiao-bin2
(1.School of Automation,Beijing Information Science&Technology University,Beijing100192,China;2.School of Electrical Engineering,Beijing Jiaotong University,Beijing100044,China)

In order to improve the performance of the dual-PWM converter under unbalanced supply voltage condition,the hybrid control method between passivity-based control based on EL model and PI control was presented.According to the topological structure of the dual-PWM converter,EL models indqcoordinates of the rectifier and inverter were established.The expected equilibrium point was determined by the system design target,and damp injection of dissipation matrix was added,then the passivity-based controller was designed.Two PI controllers were designed.One was used to control DC voltage and the other was used to provide the given value for thed-axis component of the net-side three-phase AC line current.The simulation results and the practicality experiment results indicate that presented control method is feasible.

unbalanced supply voltage;positive and negative sequence components;dual-PWM converter;passivity-based control;EL model

TM46

A

國家自然科學基金資助項目(51077005);北京市屬高??萍紕?chuàng)新能力提升計劃項目(PXM2013)

趙鳳姣(1989-),女,碩士研究生,Email:zhaofengjiaobj@sina.com

2014-08-06

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