莊錦清+李開航+羅雪芹

摘 要： 設計一款音頻范圍內的電荷泵鎖相環(huán)，采用動態(tài)D觸發(fā)器鑒頻鑒相器及電流舵差分輸入電荷泵。壓控振蕩器采用了對電容充放電的形式產(chǎn)生震蕩波形，實現(xiàn)低頻輸出。采用HHNEC BCD035工藝并用Cadence軟件實現(xiàn)仿真，實現(xiàn)250 kHz頻率鎖定，鎖定時間為80 μs，鎖定時相位差為75 ns且壓控振蕩器控制電壓紋波為5 mV。

關鍵詞： 低頻率； 電荷泵鎖相環(huán)； 電荷泵； 壓控振蕩器

中圖分類號： TN710?34 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2014）16?0148?04

Design of low?frequency charge pump PLL

ZHUANG Jin?qing， LI Kai?hang， LUO Xue?qin

（College of Physics and Electromechanical Engineering， Xiamen University， Xiamen 361005， China）

Abstract： A charge pump PLL working in audio frequency was designed， in which a TSPC?PFD and a current steering charge pump were used. In order to get the low frequency， a VCO that get the output wave by charging or discharging the capacity is used. The circuit is designed with HHNEC BCD035 process and the behavior is simulated with Cadence. The locking frequency of 250 kHz was achieved. Its locking time is 80 μs. when it is locked， the phase difference is 75 ns， and the ripple of the VCO control voltage is 5 mV.

Keywords： low frequency PLL； charge pump PLL； charge pump； VCO

D類放大器由于其較高的效率得到了廣泛的應用。而如今在高效率D類音頻功放中低頻率的鎖相環(huán)也起了重要作用。D類音頻功放最常用調制機制是脈沖編碼調制即PWM（Pulse Width Modulation）技術，將音頻信號與三角波信號相比較，經(jīng)采樣得到脈沖寬度與音頻信號幅度成比例變化的PWM信號。因而，三角波的穩(wěn)定性影響著音頻信號調制的準確性。鎖相環(huán)以其優(yōu)良的信號穩(wěn)定性很好地符合了這一要求。另外，鎖相環(huán)還可以用于頻率合成不同頻率的三角波，對于不同頻率的音頻輸入信號都能進行良好的PWM調制。鎖相環(huán)一般分為模擬鎖相環(huán)、混合鎖相環(huán)和全數(shù)字鎖相環(huán)，其基本原理結構包括鑒相器（PD）、環(huán)路濾波器（LPF）和壓控振蕩器（VCO），如圖1所示。本文主要介紹一款適用于音頻范圍的低頻電荷泵鎖相環(huán)。

1 電荷泵鎖相環(huán)設計

本文介紹的電荷泵鎖相環(huán)（CPPLL）屬于混合型鎖相環(huán)，其基本機構如圖2所示，包括鑒頻鑒相器（PFD）、電荷泵（CP）、低通濾波器和壓控振蕩器四個部分。參考信號與輸出信號經(jīng)過鑒頻鑒相器比較得到的兩路信號分別控制電荷泵開關S1，S2，根據(jù)頻率相位比較結果對電容Cp進行充放電進而改變Vcont的大小，控制VCO產(chǎn)生和輸入?yún)⒖夹盘柾l率同相位的輸出信號[2]。

圖1 鎖相環(huán)結構框圖

圖2 電荷泵鎖相環(huán)結構框圖

1.1 鑒頻鑒相器

鑒頻鑒相器是鎖相環(huán)的第一個環(huán)節(jié)，它將輸出信號與輸入?yún)⒖夹盘栠M行頻率相位的比較得到控制信號。目前主要的鑒頻鑒相器有傳統(tǒng)鑒頻鑒相器（con?PFD）、TSPC?PFD、預充電鑒頻鑒相器（pt?PFD）、無死區(qū)鑒頻鑒相器（nc?PFD）。由于設計的鎖相環(huán)頻率較低，所以對于死區(qū)時間的要求相對較低，而無死區(qū)鑒頻鑒相器對電荷泵的電流匹配度要求很高，預充電鑒頻鑒相器結構相對復雜些，所以綜合考慮本次選用TSPC?PFD，其鑒相范圍接近4π，結構如圖3所示[3]。

圖3 TSPC?PFD結構圖

當fout滯后fref時，假設此時fref由低電平跳變到高電平，fout為低電平，up+輸出為高電平，dn+為低電平。當fout跳變至高電平時，dn+跳變?yōu)楦唠娖?，但由于或非門的復位作用使得瞬間dn+、up+全部跳變?yōu)榈碗娖健．攆out超前fref時同理。dn+信號復位脈沖的寬度可以通過圖中復位信號的延遲時間以及管子寄生電容來調節(jié)。仿真結果如圖4所示，復位窄脈沖為1.3 ns。

圖4 PFD仿真結果（fout相對fref延遲1 μs）

1.2 電荷泵

電荷泵是CPPLL的重要組成部分，它將鑒頻鑒相器輸出的方波信號通過開關電流的方式對低通濾波器的電容進行充放電得到VCO的控制電壓。電荷泵開關控制方式主要有柵極控制、源極控制和漏極控制三種。電荷泵的設計主要存在電荷共享、充放電電流的匹配性、時鐘饋通、開關時間延遲等問題。本文選用采用電流舵技術的差分輸入電荷泵，如圖5所示。當up+為高電平，dn+為低電平時，管子M1，M3導通，M2，M4關閉，B、D點電壓迅速升高至VDD，管子M6～M9，M12～M14關閉。電流源Iss1全部流經(jīng)M1，M5，電流源Iss2全部流經(jīng)M3，M11并鏡像給M10對電容進行充電。同理up+為低電平，dn+為高電平時，電容放電。若Iss1=Iss2，且，[W9L9W8L8=W10L10W11L11]則充放電電流相等。另外此電路采用了簡單的正反饋系統(tǒng)，有效地提高了開關速度，同時由于A，B，C，D點電壓的迅速上拉，開關MOS管從飽和區(qū)進入到截止區(qū)，有效地改善了電荷泄露現(xiàn)象。此電路的正反饋系數(shù)由交叉管的尺寸比決定，[α=W6L6W5L5]。其中α不能超過1，否則會出現(xiàn)磁滯現(xiàn)象，其典型值[4]為0.75。

圖5 電流舵差分輸入電荷泵

另外，為了讓電荷泵的充放電電流有更好的匹配性，電流鏡采用共源共柵電流鏡，如圖6所示。共源共柵結構有較大的輸出擺幅和較大輸出電阻，有效地減小了VCO控制電壓的波動。

圖6 共柵共源電流鏡

電荷泵的充放電仿真結果如圖7，圖8所示。

圖7 電荷泵充電仿真結構

1.3 低通濾波器

低通濾波器采用二階無源低通濾波器，如圖9所示。其傳輸函數(shù)為：

[F（s）=1+sτ2s（C1+C2）（1+sτ1）]

式中，[τ1=RC1C2C1+C2]，[τ2=RC2]。

圖8 電荷泵放電仿真結果

二階低通濾波器在原點存在一個極點，另引入一個極點[ωp=1τ1]，一個零點[ωz=1τ2]，零點進行了相位補償，使得鎖相環(huán)更加穩(wěn)定，同時減小了VCO控制電壓波動。

圖9 二階低通濾波器

1.4 壓控振蕩器

壓控振蕩器是CPPLL的關鍵組成部分，輸出頻率受輸入控制電壓Vcont控制，[ωout=ω0+Kvco?Vcont]，其中ω0為Vcont=0時的輸出頻率，Kvco表示電路的增益。VCO的主要參數(shù)指標有：中心頻率、輸出頻率調節(jié)范圍（一般要求其大于兩倍的中心頻率）、調節(jié)線性度（VCO的Kvco值一般并不是一個常數(shù)，為了使系統(tǒng)更加穩(wěn)定，選取的Kvco在調節(jié)范圍內變化應盡量?。⑤敵稣穹?、功耗等。目前壓控振蕩器主要有環(huán)形壓控振蕩器以及LC振蕩器。

環(huán)形振蕩器其頻率主要由每一級的延遲時間τ以及級數(shù)N決定，周期T=Nτ。環(huán)形振蕩器結構簡單、面積小易集成，同時有良好的線性度以及較寬的調節(jié)范圍，但是同時存在相位噪聲大的缺點。相比之下LC振蕩器具有很好的相位噪聲性能，中心頻率較高，但是由于電感電容面積大不利于集成，同時調節(jié)范圍相對較小。

本文采用圖10所示的線性壓控振蕩器結構。運放將A點電壓鉗制在Vcont，通過電阻R將電壓信號轉換成電流信號對電容進行充放電，形成三角波，充放電電流大小為[I=W3L3W2L2?VcontR]，可見電流[I]與[Vcont]為線性關系。而三角波的幅度由圖11中的電流源[ISS]以及電阻R共同決定，頻率則由電容與充放電電流共同決定， [f=1T=14VmCI]，頻率[f]與電流[I]為線性關系，所以VCO輸出頻率[f]與控制電壓Vcont為線性關系。

圖10中兩個比較器將電容C上的電壓與三角波的幅度參考電壓[Vcont±IR]進行比較來控制三角波的跳變。

當B點電壓達到Vref1時，Comp1輸出低電平，Comp2輸出高電平，SR觸發(fā)器輸出高電平，反饋到充放電回路M11關閉，M12導通，電容C開始放電。當B點電壓略小于Vref1時，Comp1跳變到高電平，Comp2保持不變，SR觸發(fā)器輸出保持。當B點電壓減小到Vref2時，Comp2跳變，SR觸發(fā)器跳變至低電平，M11導通，M12截止，電容C開始充電。因而SR觸發(fā)器Q端輸出與三角波同頻率的方波。但這種結構雖然是線性的，其頻率調節(jié)范圍較小。設計所得VCO的輸出頻率范圍為120～400 kHz。

圖10 壓控振蕩器

圖11 VCO中三角波幅度參考電平電路

圖12為VCO的仿真結果，當Vcont=1.3 V時輸出頻率為250 kHz，信號占空比為50%，方波輸出擺幅達到VDD。

圖12 Vcont=1.3 V時，VCO仿真結果

1.5 基準電流源

以上電路中電荷泵以及VCO中都需要提供電流源，本文采用圖13中的基準電流源結構，其中虛線部分為自啟動電路。

1.6 電荷泵鎖相環(huán)整體仿真結果

以上介紹了電荷泵鎖相環(huán)的基本原理，本文設計結果基于candence仿真軟件，采用HHNEC BCD035工藝設計。

電源電壓為3.3 V，輸入?yún)⒖碱l率為250 kHz，電荷泵充放電電流取10 μA，鎖定時間為80 μs，壓控振蕩器的控制電壓紋波幅度為5 mV，鎖定時輸出信號與參考信號的相位差為75 ns。

圖14為電荷泵鎖相環(huán)輸出波形fout與輸入?yún)⒖夹吞杅ref的仿真結果，圖15為鎖相環(huán)整體仿真時VCO的輸出電壓Vcont。

圖13 基準電流源

圖14 CPPLL整體仿真輸出信號與輸入?yún)⒖夹盘?/p>

圖15 CPPLL整體仿真時VCO的控制電壓Vcont

2 結 論

目前的鎖相環(huán)設計主要集中在高頻率范圍內，而且往更高的頻率發(fā)展。鎖相環(huán)頻率的高低主要取決于壓控振蕩器的輸出頻率。傳統(tǒng)的環(huán)形壓控振蕩器要達到較低的頻率需要的級數(shù)太多不利于電路的設計。本文采用對電容充放電的形式得到振蕩波形，其輸出頻率與輸入控制電壓Vcont成線性關系，輸出方波幅度為VDD。然而為了使電路正常工作，Vcont電壓受到限制，所以輸出頻率范圍較小。若要得到大范圍的輸出頻率需要對電路進行進一步的改進。

參考文獻

[1] ROLAND E. Best 鎖相環(huán)設計、仿真與應用[M].李永明，譯.

5版.北京：清華大學出版社，2007.

[2] RAZAVI Behzad.模擬CMOS集成電路設計[M].陳貴燦，譯.西安：西安交通大學出版社，2002.

[3] 李帥.高性能電荷泵鎖相環(huán)的設計與實現(xiàn)[D].武漢：武漢科技大學，2012.

[4] JUAREZ?HERNANDEZ E. A novel CMOS charging?pump circuit with positive feedback for PLL applications [C]// Proceedings of The 8th IEEE International Conference on Electronics， Circuits and Systems. [S.l.]： IEEE， 2001， 1： 349?352.

[5] 彭卓.D類音頻功率放大器的設計[D].成都：電子科技大學，2008.

[6] 趙新強.高速低功耗CMOS電荷泵鎖相環(huán)的技術研究[D].成都：電子科技大學，2006.

圖5 電流舵差分輸入電荷泵

另外，為了讓電荷泵的充放電電流有更好的匹配性，電流鏡采用共源共柵電流鏡，如圖6所示。共源共柵結構有較大的輸出擺幅和較大輸出電阻，有效地減小了VCO控制電壓的波動。

圖6 共柵共源電流鏡

電荷泵的充放電仿真結果如圖7，圖8所示。

圖7 電荷泵充電仿真結構

1.3 低通濾波器

低通濾波器采用二階無源低通濾波器，如圖9所示。其傳輸函數(shù)為：

[F（s）=1+sτ2s（C1+C2）（1+sτ1）]

式中，[τ1=RC1C2C1+C2]，[τ2=RC2]。

圖8 電荷泵放電仿真結果

二階低通濾波器在原點存在一個極點，另引入一個極點[ωp=1τ1]，一個零點[ωz=1τ2]，零點進行了相位補償，使得鎖相環(huán)更加穩(wěn)定，同時減小了VCO控制電壓波動。

圖9 二階低通濾波器

1.4 壓控振蕩器

壓控振蕩器是CPPLL的關鍵組成部分，輸出頻率受輸入控制電壓Vcont控制，[ωout=ω0+Kvco?Vcont]，其中ω0為Vcont=0時的輸出頻率，Kvco表示電路的增益。VCO的主要參數(shù)指標有：中心頻率、輸出頻率調節(jié)范圍（一般要求其大于兩倍的中心頻率）、調節(jié)線性度（VCO的Kvco值一般并不是一個常數(shù)，為了使系統(tǒng)更加穩(wěn)定，選取的Kvco在調節(jié)范圍內變化應盡量?。?、輸出振幅、功耗等。目前壓控振蕩器主要有環(huán)形壓控振蕩器以及LC振蕩器。

環(huán)形振蕩器其頻率主要由每一級的延遲時間τ以及級數(shù)N決定，周期T=Nτ。環(huán)形振蕩器結構簡單、面積小易集成，同時有良好的線性度以及較寬的調節(jié)范圍，但是同時存在相位噪聲大的缺點。相比之下LC振蕩器具有很好的相位噪聲性能，中心頻率較高，但是由于電感電容面積大不利于集成，同時調節(jié)范圍相對較小。

本文采用圖10所示的線性壓控振蕩器結構。運放將A點電壓鉗制在Vcont，通過電阻R將電壓信號轉換成電流信號對電容進行充放電，形成三角波，充放電電流大小為[I=W3L3W2L2?VcontR]，可見電流[I]與[Vcont]為線性關系。而三角波的幅度由圖11中的電流源[ISS]以及電阻R共同決定，頻率則由電容與充放電電流共同決定， [f=1T=14VmCI]，頻率[f]與電流[I]為線性關系，所以VCO輸出頻率[f]與控制電壓Vcont為線性關系。

圖10中兩個比較器將電容C上的電壓與三角波的幅度參考電壓[Vcont±IR]進行比較來控制三角波的跳變。

當B點電壓達到Vref1時，Comp1輸出低電平，Comp2輸出高電平，SR觸發(fā)器輸出高電平，反饋到充放電回路M11關閉，M12導通，電容C開始放電。當B點電壓略小于Vref1時，Comp1跳變到高電平，Comp2保持不變，SR觸發(fā)器輸出保持。當B點電壓減小到Vref2時，Comp2跳變，SR觸發(fā)器跳變至低電平，M11導通，M12截止，電容C開始充電。因而SR觸發(fā)器Q端輸出與三角波同頻率的方波。但這種結構雖然是線性的，其頻率調節(jié)范圍較小。設計所得VCO的輸出頻率范圍為120～400 kHz。

圖10 壓控振蕩器

圖11 VCO中三角波幅度參考電平電路

圖12為VCO的仿真結果，當Vcont=1.3 V時輸出頻率為250 kHz，信號占空比為50%，方波輸出擺幅達到VDD。

圖12 Vcont=1.3 V時，VCO仿真結果

1.5 基準電流源

以上電路中電荷泵以及VCO中都需要提供電流源，本文采用圖13中的基準電流源結構，其中虛線部分為自啟動電路。

1.6 電荷泵鎖相環(huán)整體仿真結果

以上介紹了電荷泵鎖相環(huán)的基本原理，本文設計結果基于candence仿真軟件，采用HHNEC BCD035工藝設計。

電源電壓為3.3 V，輸入?yún)⒖碱l率為250 kHz，電荷泵充放電電流取10 μA，鎖定時間為80 μs，壓控振蕩器的控制電壓紋波幅度為5 mV，鎖定時輸出信號與參考信號的相位差為75 ns。

圖14為電荷泵鎖相環(huán)輸出波形fout與輸入?yún)⒖夹吞杅ref的仿真結果，圖15為鎖相環(huán)整體仿真時VCO的輸出電壓Vcont。

圖13 基準電流源

圖14 CPPLL整體仿真輸出信號與輸入?yún)⒖夹盘?/p>

圖15 CPPLL整體仿真時VCO的控制電壓Vcont

2 結 論

目前的鎖相環(huán)設計主要集中在高頻率范圍內，而且往更高的頻率發(fā)展。鎖相環(huán)頻率的高低主要取決于壓控振蕩器的輸出頻率。傳統(tǒng)的環(huán)形壓控振蕩器要達到較低的頻率需要的級數(shù)太多不利于電路的設計。本文采用對電容充放電的形式得到振蕩波形，其輸出頻率與輸入控制電壓Vcont成線性關系，輸出方波幅度為VDD。然而為了使電路正常工作，Vcont電壓受到限制，所以輸出頻率范圍較小。若要得到大范圍的輸出頻率需要對電路進行進一步的改進。

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[6] 趙新強.高速低功耗CMOS電荷泵鎖相環(huán)的技術研究[D].成都：電子科技大學，2006.

圖5 電流舵差分輸入電荷泵

另外，為了讓電荷泵的充放電電流有更好的匹配性，電流鏡采用共源共柵電流鏡，如圖6所示。共源共柵結構有較大的輸出擺幅和較大輸出電阻，有效地減小了VCO控制電壓的波動。

圖6 共柵共源電流鏡

電荷泵的充放電仿真結果如圖7，圖8所示。

圖7 電荷泵充電仿真結構

1.3 低通濾波器

低通濾波器采用二階無源低通濾波器，如圖9所示。其傳輸函數(shù)為：

[F（s）=1+sτ2s（C1+C2）（1+sτ1）]

式中，[τ1=RC1C2C1+C2]，[τ2=RC2]。

圖8 電荷泵放電仿真結果

二階低通濾波器在原點存在一個極點，另引入一個極點[ωp=1τ1]，一個零點[ωz=1τ2]，零點進行了相位補償，使得鎖相環(huán)更加穩(wěn)定，同時減小了VCO控制電壓波動。

圖9 二階低通濾波器

1.4 壓控振蕩器

壓控振蕩器是CPPLL的關鍵組成部分，輸出頻率受輸入控制電壓Vcont控制，[ωout=ω0+Kvco?Vcont]，其中ω0為Vcont=0時的輸出頻率，Kvco表示電路的增益。VCO的主要參數(shù)指標有：中心頻率、輸出頻率調節(jié)范圍（一般要求其大于兩倍的中心頻率）、調節(jié)線性度（VCO的Kvco值一般并不是一個常數(shù)，為了使系統(tǒng)更加穩(wěn)定，選取的Kvco在調節(jié)范圍內變化應盡量?。⑤敵稣穹?、功耗等。目前壓控振蕩器主要有環(huán)形壓控振蕩器以及LC振蕩器。

環(huán)形振蕩器其頻率主要由每一級的延遲時間τ以及級數(shù)N決定，周期T=Nτ。環(huán)形振蕩器結構簡單、面積小易集成，同時有良好的線性度以及較寬的調節(jié)范圍，但是同時存在相位噪聲大的缺點。相比之下LC振蕩器具有很好的相位噪聲性能，中心頻率較高，但是由于電感電容面積大不利于集成，同時調節(jié)范圍相對較小。

本文采用圖10所示的線性壓控振蕩器結構。運放將A點電壓鉗制在Vcont，通過電阻R將電壓信號轉換成電流信號對電容進行充放電，形成三角波，充放電電流大小為[I=W3L3W2L2?VcontR]，可見電流[I]與[Vcont]為線性關系。而三角波的幅度由圖11中的電流源[ISS]以及電阻R共同決定，頻率則由電容與充放電電流共同決定， [f=1T=14VmCI]，頻率[f]與電流[I]為線性關系，所以VCO輸出頻率[f]與控制電壓Vcont為線性關系。

圖10中兩個比較器將電容C上的電壓與三角波的幅度參考電壓[Vcont±IR]進行比較來控制三角波的跳變。

當B點電壓達到Vref1時，Comp1輸出低電平，Comp2輸出高電平，SR觸發(fā)器輸出高電平，反饋到充放電回路M11關閉，M12導通，電容C開始放電。當B點電壓略小于Vref1時，Comp1跳變到高電平，Comp2保持不變，SR觸發(fā)器輸出保持。當B點電壓減小到Vref2時，Comp2跳變，SR觸發(fā)器跳變至低電平，M11導通，M12截止，電容C開始充電。因而SR觸發(fā)器Q端輸出與三角波同頻率的方波。但這種結構雖然是線性的，其頻率調節(jié)范圍較小。設計所得VCO的輸出頻率范圍為120～400 kHz。

圖10 壓控振蕩器

圖11 VCO中三角波幅度參考電平電路

圖12為VCO的仿真結果，當Vcont=1.3 V時輸出頻率為250 kHz，信號占空比為50%，方波輸出擺幅達到VDD。

圖12 Vcont=1.3 V時，VCO仿真結果

1.5 基準電流源

以上電路中電荷泵以及VCO中都需要提供電流源，本文采用圖13中的基準電流源結構，其中虛線部分為自啟動電路。

1.6 電荷泵鎖相環(huán)整體仿真結果

以上介紹了電荷泵鎖相環(huán)的基本原理，本文設計結果基于candence仿真軟件，采用HHNEC BCD035工藝設計。

電源電壓為3.3 V，輸入?yún)⒖碱l率為250 kHz，電荷泵充放電電流取10 μA，鎖定時間為80 μs，壓控振蕩器的控制電壓紋波幅度為5 mV，鎖定時輸出信號與參考信號的相位差為75 ns。

圖14為電荷泵鎖相環(huán)輸出波形fout與輸入?yún)⒖夹吞杅ref的仿真結果，圖15為鎖相環(huán)整體仿真時VCO的輸出電壓Vcont。

圖13 基準電流源

圖14 CPPLL整體仿真輸出信號與輸入?yún)⒖夹盘?/p>

圖15 CPPLL整體仿真時VCO的控制電壓Vcont

2 結 論

目前的鎖相環(huán)設計主要集中在高頻率范圍內，而且往更高的頻率發(fā)展。鎖相環(huán)頻率的高低主要取決于壓控振蕩器的輸出頻率。傳統(tǒng)的環(huán)形壓控振蕩器要達到較低的頻率需要的級數(shù)太多不利于電路的設計。本文采用對電容充放電的形式得到振蕩波形，其輸出頻率與輸入控制電壓Vcont成線性關系，輸出方波幅度為VDD。然而為了使電路正常工作，Vcont電壓受到限制，所以輸出頻率范圍較小。若要得到大范圍的輸出頻率需要對電路進行進一步的改進。

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