吉晶晶，劉萬金，胡小燕

(華北光電技術研究所，北京100015)

1 引言

紫外探測技術是正在迅速發(fā)展中的一種新型光電探測技術。其中AlGaN是目前研究最廣、性能最好的半導體紫外探測器材料，利用AlGaN研制高性能的紫外探測器，在軍用和民用方面都有很高的應用價值［1］。AlGaN紫外探測器的研制成功離不開讀出電路的設計和研制，利用讀出電路可以對探測器產(chǎn)生的光電流進行積分，然后進行前置放大、采樣保持、緩沖，最后進行多路傳輸。

所以讀出電路的性能直接制約著AlGaN紫外探測器的性能，是否能研制出高性能的讀出電路成為制約AlGaN紫外探測器性能高低的一個因素。本文將介紹在研制AlGaN 320×256規(guī)模紫外探測器專用讀出電路方面所做的工作。

2 電路設計

在紫外技術應用中，目標的輻射多數(shù)都非常微弱，探測器的光生電流(通常為nA甚至pA量級)都非常小，加之各種噪聲的干擾，目標信號很容易掩埋在各種噪聲之中，故必須對輸出信號進行某些適宜的處理(如積分、放大和降噪等)才能從噪聲中提取出目標信號，然后按照一定的順序把信號輸出到后續(xù)的處理電路，這就是讀出電路要完成的主要使命。由于紫外探測器應用的特殊性，就對讀出電路的在噪聲、動態(tài)范圍等方面的設計提出了特別要求。

2.1 模擬電路設計

根據(jù)讀出電路需要完成的工作以及AlGaN紫外探測器性能特點的要求，這里設計的信號處理通道以及相關信號時序圖如圖1所示。

圖1 信號處理時序圖

整個電路采用快照(snapshot)積分模式，在信號RST高電平期間，陣列中所有探測單元對響應的光電流進行積分;在積分過程的后期，像元內的采樣保持信號起效，信號SH高電平，積分得到的電荷將從積分電容中被轉移并保持于采樣保持電容中;采樣結束后，SH低電平，RST低電平，完成對輸入級的復位。隨后在第n行行選信號ROWSELn起效期間，保持在輸入級采樣保持電容中的電荷將被轉移并保持至列采樣保持電容中，接著列選通信號COLSELm依次從第一列到最后一列置高電平，將保持在列采樣保持電容中的信號順序讀出。這樣，讀出電路對于信號的處理過程完成。為了完成以上的信號處理功能，整個ROIC的模擬通道設計了積分放大電路、采樣保持電路、緩沖器及輸出驅動電路，以下就對各個部分進行介紹。

2.1.1 輸入級設計

輸入級電路是讀出電路與探測器陣列的接口，可以說是整個輸出模塊設計的關鍵部分［2］，在設計的ROIC中它需要完成光電流的積分放大及采樣保持功能，根據(jù)應用的要求，綜合考慮輸入級需要達到的技術要求如下:

首先，輸入級要為探測器提供穩(wěn)定的偏壓，這樣可以有效地減小探測器的反向漏電流和噪聲，減小單元間由于偏壓不穩(wěn)定而產(chǎn)生的噪聲;其次，輸入級的輸入阻抗要與與探測器相匹配以提高輸入級的注入效率;接著，要在輸入級面積允許的條件下，盡量增大其電荷處理能力，這樣可增加對光能量的處理范圍;最后，由于本項目中紫外探測器所生成的光電流非常小(只有pA級)，這樣就對讀出電路的噪聲提出了更加嚴格的要求，希望讀出電路本身的噪聲盡量的小，這樣對于輸入級的選擇就需要加倍的小心。

讀出電路常用的輸入級有直接注入結構(DI)、緩沖直接注入結構(BDI)、公共緩沖直接注入結構(SBDI)、電容跨阻抗放大器結構(CTIA)等，這些結構各有優(yōu)缺點，具體選用哪種結構需要由應用環(huán)境決定。

DI輸入級結構簡單，對于輸入級面積的要求也比較低，而且在一定的電流注入范圍內，輸出電壓的線性度良好。但是由于不同的像元注入管的閾值電壓之間由于工藝等原因存在偏差，所以導致加載在探測元上的偏壓也存在偏差，這樣就會在焦平面陣列的輸出信號中引入空間噪聲。另外其注入效率很低，在本設計中，紫外探測器的光電流只有pA級，這樣就對輸入級的噪聲和注入效率非常敏感，所以DI結構并不是理想選擇。

BDI是DI的改進結構，由于在輸入端引入了負反饋放大器使得BDI結構注入效率大大提高。另外，由于運放的“虛短”特性，使得BDI結構提供的偏壓比DI結構更穩(wěn)定，而且還能夠避免由于注入管閾值電壓偏差引入的噪聲。但是由于增加了運放，使得BDI結構的功耗增加，并且輸入級需要的面積也相應增大。

SBDI通過公用放大器的一部分，對BDI進行了改進，使功耗和面積都降低了將近50%，而且保留BDI的其他優(yōu)點。但因為公用電路需要通過導線與每個單元內部電路相連，因此當面陣規(guī)模較大時，會由于導線長度不同以及存在的寄生效應而影響信號的均勻性和一致性。

CTIA結構直接采用運放作為輸入級，因此在穩(wěn)定性和注入效率方面CTIA結構表現(xiàn)出比BDI結構更好的性能。同時，CTIA結構在從低到高的背景范圍內都具有非常低的噪聲，輸出信號的線性度良好。在功耗和面積允許的情況下，CTIA結構是輸入級的良好選擇。

綜上比較的結果，結合項目的技術指標要求，并借鑒國外文獻［3－5］報道的有關紫外探測器讀出電路采用的輸入級結構，本項目采用基于Cascode的改進型CTIA結構，它彌補了傳統(tǒng)的CTIA結構在面積和功耗方面的欠缺。傳統(tǒng)的CTIA結構基于兩極運算放大器(如圖2(a)所示)來實現(xiàn)，并且通常使用幾百fF的補償電容，來滿足穩(wěn)定性的要求。這樣要在小面積的輸入級內放置復雜的電路結構和幾百fF的補償電容并且實現(xiàn)snapshot的積分模式，是十分困難的，同時CTIA結構越復雜，它所消耗的功耗也就越大。而改進型的CTIA結構采用Cascode單級運放(如圖2(b)所示)來代替?zhèn)鹘y(tǒng)結構中的雙級運放，大大簡化了輸入級結構，同時還避免了使用補償電容。

圖2 兩種CTIA結構的對比

圖3為采用改進型CTIA結構后完整的輸入級結構，其中PM0～PM3構成共源共柵放大器，NM0為尾電流源，NM1、NM2構成源隨器。C0為積分電容，C1可選積分電容，C3為輸入級采樣保持電容。通過C0和C1電容的不同組合可以實現(xiàn)電路的不同增益，當目標信號較弱時，默認使用小的積分電容C0，這時電路采用大增益，當目標信號較強時，可以選擇使用較大的電容C0+C1，這時電路采用的為小增益。IN為探測器光電流輸入端，RST信號控制輸入級電路的積分和復位，SH為采樣控制信號，RSW為行選通信號，OUT為輸入級信號輸出端。

圖3 基于Cascode的快照式CTIA完整電路圖

在充分考慮版圖尺寸、輸入級增益、線性度、電荷處理能力等一系列問題的基礎上，本文采用0.35 μm 2P3M CMOS工藝對圖3電路結構進行參數(shù)設計和仿真，仿真工具為Cadence Specters。圖4、圖5分別為當電路采用不同增益時，輸入電流不同時的積分輸出波形。電源電壓5V，探測器參數(shù)設置為:電容100fF，電阻1015Ω，光電流分別為30、60、90pA，積分電容分別為10fF與190fF，積分時間60μs。

對比圖4、圖5發(fā)現(xiàn)，CTIA結構的輸入端電壓恒定為4.3V，與輸入電流無關，這樣就可以為探測器提供穩(wěn)定的偏壓，減少由此產(chǎn)生的空間噪聲。其次無論大增益情況還是小增益，積分輸出電壓與輸入光電流呈良好的線性關系。

2.1.2 列緩沖器與輸出驅動器的設計

由于電路采用快照積分模式，所有像元在同一時間積分，并同時把信號保存在輸入級的采樣保持電容中。之后當某一行的行選信號起效時，存儲在輸入級采樣保持電容中的信號經(jīng)過輸入級輸出緩沖器(源隨器)和列緩沖器被保存在列采樣保持電容上。這里對于列緩沖器的設計采用的是簡單的源隨器，同時只有當行選通信號有效時，列緩沖器才開啟工作，其余時段內沒有電流流過，這樣就在很大程度上降低了電路的功耗。

經(jīng)過讀出電路處理后輸出的信號最后都需要連接到視屏處理芯片上，通常視屏處理芯片是一個較大的容性負載，因此在讀出電路上增加輸出驅動器是必不可少的。常用的輸出驅動結構有一級差分結構、Cascode結構以及標準的兩級運放結構。本文選用的是一級差分結構，此結構簡單實用、面積和功耗適中，無需補償即可滿足穩(wěn)定性的要求，讀出電路中通常是將運放連接成單位增益輸出緩沖器使用的(如圖6所示)。根據(jù)電路具體情況進行電路參數(shù)設計和仿真，假設輸出緩沖器的等效負載電容為10pF，輸出緩沖器的直流特性掃描波形及瞬態(tài)仿真波形分別如圖7及圖8所示。

圖6 輸出驅動器原理圖

從直流掃描結果可以看到，在輸入從0.4～4.9 V變化過程中具有很好的跟隨性。瞬態(tài)仿真波形表明在帶有10 pF負載電容的情況下，緩沖器工作速度仍然可以達到10 MHz。綜上所述，設計的輸出緩沖器性能良好，可以達到要求。

2.2 數(shù)字電路設計

在數(shù)字電路設計上，采用了格雷碼編碼，它屬于可靠性編碼，是一種錯誤最小化的編碼方式，大大減少了數(shù)字電路在由一個狀態(tài)到下一個狀態(tài)時的邏輯混亂。由于格雷碼在兩個相鄰的數(shù)之間轉換，只有一個數(shù)位發(fā)生變化，使芯片整體功耗降低。

另外，電路設計采用了雙沿觸發(fā)的觸發(fā)器，配合不同輸出信號的使用，這款電路可以實現(xiàn)信號雙沿控制輸出，輸出頻率比主時鐘頻率高一倍。當主時鐘最高頻率為5 MHz，輸出信號最高頻率可達10 MHz。

最后，如果使芯片工作在命令模式下，可以實現(xiàn)一些特殊的數(shù)字功能，例如:行倒序、列倒序、面陣倒序，單行雙次讀出，動態(tài)開窗(開窗大小和位置任意可選)等。

2.3 模擬仿真

本文對所設計電路的整個模擬通道(包括輸入級、列緩沖器、輸出緩沖器)進行了仿真，電路具體參數(shù)如下:電源電壓Vdd為5 V;積分時間60 μs;輸入光電流變化為0～100 nA，掃描增量為10 nA;附加容性負載電容為10 pF。其輸出波形如圖9所示，A1是光強為0時的輸出電壓4.46 V，A2是當光強飽和時的輸出電壓值1.13 V，模擬仿真輸出電壓幅度范圍達到3.33 V。另外還對輸入光電流從0～20 pA進行了精細掃描，掃描增量為2 pA，輸出波形如圖10所示，在該范圍內輸出電平的線性度良好，滿足AlGaN紫外探測器的使用要求。

3 版圖設計

版圖設計采用全定制方式，用0.35 μm 2P3M CMOS工藝設計了規(guī)模為320×256的讀出電路，圖11為設計完成的整體版圖。其像元中心距為30μm，芯片總面積達到11.8 mm×11.1 mm。器件輸入級部分的版圖設計充分考慮了對稱性，盡可能減小由于版圖布局不對稱造成的像元間不均勻，圖12所示的是2×2輸入級電路版圖組成的對稱標準單元。

圖11 整體版圖

圖12 2×2輸入級電路標準單元版圖

4 測試結果及分析

該讀出電路已完成了流片，并對其主要功能及性能參數(shù)進行了測試，測試結果表明該讀出電路的各項功能正常，可以在主時鐘頻率7 MHz下工作。其性能參數(shù)的測試結果如表1所示(測試條件:Vdd=5 V，積分時間為60 μs，主時鐘頻率5 MHz)。

表1 讀出電路測試結果

可以看出，實際的輸出電壓擺幅沒有達到仿真的效果，這是由于芯片是采用P襯底N阱CMOS加工的，所以導致MOS器件的體效應影響提高，從而使其開啟電壓(Vth)偏離仿真值，使得電路中各放大器的信號傳送大幅度衰減。如果改用雙阱工藝進行加工，可以大大減小體效應的影響，使器件的性能得到大幅度的改善。

5 結論

本文基于0.35 μm 2P3M CMOS工藝，設計了一款快照工作模式的320×256紫外AlGaN焦平面陣列讀出電路。

該款讀出電路屬于數(shù)模混合電路，整體構架包括模擬信號處理電路和數(shù)字邏輯控制電路，其中模擬信號處理電路包含積分放大電路、采樣保持電路、緩沖器及輸出驅動電路。數(shù)字邏輯控制電路，實現(xiàn)了多種用戶可配置的功能，包括任意開窗讀出，讀出方向可選，輸出通道數(shù)可選等。

接著采用0.35 μm 2P3M CMOS工藝以全定制方式完成了全局電路的版圖繪制，最終版圖面積為11.8 mm×11.1 mm。

最后對流片后的讀出電路進行了測試，測試顯示電路的各邏輯功能正常，各項性能參數(shù)可以滿足紫外AlGaN的應用要求，但某些性能將在后續(xù)的工作中繼續(xù)優(yōu)化。

［1］ Liu Wangjin，Hu Xiaoyan，Yu Songlin.Development overview of GaN-based ultraviolet detector［J］.Laser ＆ Infrared，2012，42(11):1211 －1214.(inChinese)劉萬金，胡小燕，喻松林.GaN基紫外探測器發(fā)展概況［J］.激光與紅外，2012，42(11):1211 －1214.

［2］ Xue Huiqiong，Jiao Bingbing，He Wei.CMOS ROIC design of uncooled IRFPA［J］.Equipment for Electronic Products Manufacturing，2008，160:913.(inChinese)薛惠瓊，焦斌斌，何偉.非制冷紅外焦平面CMOS讀出電路設計［J］.電子工業(yè)專用設備，2008，160:913.

［3］ R McClintock，et al.320 × 256 solar-blind focal plane arrays based on AlxGa1-xN［J］.Appl.phys.Lett.，2005，86:011117.

［4］ M B Reine，A Hairston，P Lamarre，et al.Solar-blind Al-GaN 256 × 256 p-i-n detectors and focal plane arrays［J］.Proc.of SPIE，2006，6119，611901:1 －15.

［5］ J D Brown，Z Yu，et al.Visible-Blind UV digital camera based on a 32×32 array of GaN/AlGaN p-i-n photodiodes［J］.Nitride Semicond，1999，Res.4.