張婧亮，沙 斐

(北京交通大學(xué) 電磁兼容實驗室，北京 100044)

在動車組牽引系統(tǒng)中，多采用交直交的變流方式進行供電。整流器把交流電轉(zhuǎn)變?yōu)橹绷麟姡孀兤髟賹⒅绷麟娹D(zhuǎn)變?yōu)轭l率和幅度可調(diào)的交流電，供給牽引電動機，保證列車的運行。逆變器作為現(xiàn)代牽引系統(tǒng)中的一個重要部分，其特性將直接影響列車運行的最后效果。好的逆變器可以提高電網(wǎng)的經(jīng)濟效益，減少列車周圍環(huán)境的電磁污染。牽引逆變器作為一個大功率的變流設(shè)備，中間又存在高頻率的開關(guān)器件，其產(chǎn)生的電磁騷擾是不可以忽略的。本文在仿真的基礎(chǔ)上，分析了牽引逆變器所產(chǎn)生的電磁干擾的特性。

1 原理與結(jié)構(gòu)

1.1 逆變器的原理

動車組牽引逆變器屬于電壓型逆變器，其中，兩電平三相電壓型逆變器拓?fù)鋱D如圖1。三個相臂，分別對應(yīng)U、V、W三相。每一個相臂的上下橋臂交替導(dǎo)通，導(dǎo)通相位相差180o。以U相為例，開關(guān)管VT1和VT4交替導(dǎo)通，輸出電壓幅度為±Ud/2的矩形波uun。其他兩相V、W與U相相比，相位依次相差了120o。如果U、V、W三相接星形連接負(fù)載，其連接中點為n1[1]，那么根據(jù)

圖1 兩電平三相電壓型逆變器拓?fù)鋱D

可以得到，un1u=uun+uvn+uwn/3。從而可以求出輸出的相電壓和線電壓。如果用g1-g6分表示VT1到VT6的控制信號，可以得到各波形如圖2。

圖2 控制信號，橋臂相電壓，輸出相、線電壓波形

1.2 PWM脈寬調(diào)制

由上文可知，開關(guān)信號波形可以決定相電壓的輸出波形。PWM脈寬調(diào)制的原理在于，用有相同的等效面積的矩形波來代替正弦波控制開關(guān)信號進行輸出，由此在負(fù)載處得到直接使用正弦波信號源的效果。本文采用SPWM調(diào)制方式，SPWM信號通過一個三角載波uc和一個調(diào)制信號uc比較產(chǎn)生。當(dāng)us大于uc時，輸出正的矩形波，反之為負(fù)。Uus/Uuc=m稱為調(diào)制深度，當(dāng)載波頻率遠高于調(diào)制波頻率時，逆變輸出的電壓基波幅值為m倍的直流電壓的幅值。p=fc/fs稱為載波比，通常情況下，載波比越高越好。對三相逆變器來說，為了保證三相之間的相位差，載波比應(yīng)該為3的倍數(shù)，同時為保證雙極性調(diào)制時波形的正負(fù)半周對稱，載波比必須為奇數(shù)。圖3為SPWM信號形成原理。

圖3 載波信號和調(diào)制波，載波比為15，調(diào)制深度為0.7

2 仿真模型的建立

基于逆變器的原理，我們在Simulink中搭建了仿真模型。

2.1 兩電平三相電壓逆變器主電路模型

選擇IGBT作為開關(guān)管，導(dǎo)通電壓vf設(shè)置為0.8 V，緩沖電路的電阻設(shè)置為10Ω，其他默認(rèn)[2]。直流電源設(shè)置為3 kV，為保證電壓的平衡，電壓源并聯(lián)2個1250 uF電容。電機模型用三相負(fù)載代替，設(shè)置為星型浮動連接，額定線電壓3000V，額定功率1300 kW，感性無功功率100 kW，容性無功功率0。整個逆變器的模型結(jié)構(gòu)如圖4。

圖4 主電路仿真電路圖

2.2 SPWM信號的產(chǎn)生

正弦信號源產(chǎn)生的三相交流信號作為調(diào)制波，波形發(fā)生器產(chǎn)生的三角波作為載波。fs=60 Hz，調(diào)制深度m =0.7，載波比為p=15。其電路如圖5。

3 仿真結(jié)果及其電磁兼容性分析

3.1 仿真結(jié)果

不考慮電路中存在的雜散電容、電感，死區(qū)時間，對地寄生電容等條件，選擇離散仿真模式，仿真步長為6e-7s，算法為ode45，仿真時間0.5s，得到的逆變器的輸出波形如圖6。

3.2 逆變器電磁兼容性分析

3.2.1 高次諧波

圖5 PWM信號發(fā)生器仿真電路圖

圖6 各開關(guān)管的控制信號、交流側(cè)線電壓、相電壓、線電流、直流側(cè)電流3.2 逆變器電磁兼容性分析

由于采用的是矩形波與正弦波面積等效的原理來控制負(fù)載側(cè)的電動機，那么由于矩形波本身的特性，以及開關(guān)管的高頻切換特性，都會在輸出側(cè)產(chǎn)生高次諧波。本文討論中采用的是三相對稱負(fù)載，那么3倍頻的偶次諧波都會被消掉。

在3 000 Hz以內(nèi)，諧波主要集中在660 Hz、780 Hz、1 020 Hz、1 140 Hz等處。對線電壓的仿真結(jié)果進行傅里葉變換可以得到線電壓在頻譜上的波形如圖7。從圖中可知，最主要的諧波是關(guān)于30倍頻對稱的29、31次諧波，關(guān)于15倍頻對稱的13、17次諧波。而關(guān)于45倍頻對稱的41、43、47、49次諧波也較為明顯。諧波主要集中在載波的頻率倍數(shù)附近，分布具有族簇特性。諧波的幅值較高，頻率也高，諧波本身會影響感應(yīng)電動機，降低其功率因數(shù)，加大了消耗。同時高次諧波電路中流通，對于逆變器的共模干擾和差模干擾都將產(chǎn)生影響。逆變器為大功率設(shè)備，其中流通的電流數(shù)值也較高，諧波在電流回路中產(chǎn)生的磁場，可能也會耦合到控制電路中影響逆變器的效率。為了消除這種諧波的影響，可以在輸出回路中接入低通濾波器，濾除諧波。

3.2.2 死區(qū)時間

實際上，IGBT并不是理想的開關(guān)器件，因此每相臂的上下橋臂的通斷不能瞬間進行，IGBT本身具有關(guān)斷時間和拖尾時間。在一個橋臂的IGBT沒有完全關(guān)斷的時候，相對的橋臂不能開通，于是在上下橋臂的控制信號之間需要加入一個延時裝置。仿真所選的IGBT的關(guān)斷時間為1μs，拖尾時間為2μs。因此取死區(qū)時間為9μs，在電路中加入Discrete On/Off Delay模塊，設(shè)置為上升沿延遲模式，得到并分析線電壓的仿真結(jié)果。在加入了死區(qū)時間之后，基波的幅值降低，THD升高，并且出現(xiàn)了較為明顯的低頻諧波。例如900 Hz時的諧波。圖8為未加入死區(qū)時間和加入死區(qū)時間的相電壓的頻譜圖，綠色線條表示加入死區(qū)時間的結(jié)果，同樣可以看出，加入死區(qū)時間之后，原本一些不明顯的諧波的幅值也增大了。

圖7 線電壓的頻譜圖

圖8 加入死區(qū)時間與未加入死區(qū)時間頻譜對比

3.2.3 引入共模騷擾

圖9 流經(jīng)cp的共模電流時間曲線和頻譜

傳導(dǎo)共模騷擾主要是由功率開關(guān)管開關(guān)動作引起的du/dt，及其對地的寄生電容所引起的。這個寄生電容目前不可測量，但是已有文獻得出其值為pF級別，假設(shè)取寄生電容cp為900pF，在U、V、W三相中均引入電容cp，并與地連接。仿真得到通過cp的其中一項的共模電流如圖9。經(jīng)過對于輸出相、線電壓的分析，發(fā)現(xiàn)共模EMI對于輸出電壓的影響基本可以忽略。其對于輸出線電流有一定的影響，仿真中得出的結(jié)論為其使電流的THD上升了0.01%，電流的基波幅值則不發(fā)生變化。說明共模EMI對于負(fù)載的影響可以較小，不一定會對電動機的實際運行造成影響。不過在實際應(yīng)用中，最好還是濾除掉共模電流，以免影響電動機的使用壽命。

4 結(jié)束語

通過仿真可以得知PWM逆變器的工作特性。從PWM逆變器的工作原理上，我們可以進行逆變器的電磁兼容性的分析，有利于從根源上找到逆變器產(chǎn)生電磁干擾的原因并加以解決。本文只是通過仿真分析了影響逆變器電磁兼容性的一部分因素，包括電壓的諧波和電流的干擾2方面的內(nèi)容，從而得出可能的解決問題的方法。

[1]B.Laska（德）.IGBT牽引變流器的發(fā)展[J]. 變流技術(shù)與電力牽引，2004（5）.

[2]張德豐. MATLABSimulink建模與仿真[M]. 北京：電子工業(yè)出版社，2009.