邵啟紅 萬顯榮* 張德磊 趙志欣 柯亨玉

①(武漢大學(xué)電子信息學(xué)院電波傳播實(shí)驗(yàn)室 武漢 430072)

②(中國電子科技集團(tuán)公司第二十八研究所 南京 210007)

1 引言

長期以來通信領(lǐng)域和雷達(dá)領(lǐng)域由于受各自研究對象的不同而被嚴(yán)格地區(qū)分，以短波(3～30 MHz，又稱高頻、HF)為例，因其獨(dú)有的電離層折射傳播和沿導(dǎo)電海洋表面繞射傳播特性，高頻電磁波在通信領(lǐng)域和雷達(dá)領(lǐng)域都有著廣泛應(yīng)用。就通信而言，它可以實(shí)現(xiàn)數(shù)千甚至上萬公里的遠(yuǎn)距離通信，也可進(jìn)行幾十到數(shù)百公里的中近距離通信，既可用于艦載、機(jī)載、車載、個(gè)人背負(fù)等移動(dòng)通信，也可用于大型固定臺(tái)站通信，使用機(jī)動(dòng)靈活、設(shè)備簡單、造價(jià)低廉。就雷達(dá)而言，可分別構(gòu)建天波雷達(dá)、地波雷達(dá)和天地波混合雷達(dá)，3類雷達(dá)均具有作用距離遠(yuǎn)、超視距、反隱身等突出優(yōu)點(diǎn)，是主權(quán)國家用于戰(zhàn)略預(yù)警、國土防空、海洋權(quán)益維護(hù)的重要裝備，此外該雷達(dá)還可作為遠(yuǎn)程大面積海洋表面動(dòng)力學(xué)參數(shù)(風(fēng)、浪、流)監(jiān)測和大區(qū)域電離層環(huán)境遙感的有力手段[1－3]。

國內(nèi)外已經(jīng)有不少的學(xué)者研究了雷達(dá)與通信的一體化設(shè)計(jì)方案。按照發(fā)射機(jī)、接收天線、接收機(jī)等硬件是否共享等條件，將一體化的方式進(jìn)行了分類并分析了各種方式的特點(diǎn)和適用條件[4－6]。其中，關(guān)于信號(hào)共享，信號(hào)波形的設(shè)計(jì)及其應(yīng)用的研究也成為當(dāng)前的熱點(diǎn)問題[7－10]。

OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)技術(shù)是一種在通信系統(tǒng)中廣受關(guān)注的多載波數(shù)字調(diào)制方式，具有較高的頻譜利用率、較強(qiáng)的抗衰落和抗干擾能力等優(yōu)點(diǎn)。隨著雷達(dá)技術(shù)的發(fā)展，OFDM 的概念也被引入到雷達(dá)應(yīng)用中，并逐漸成為了新興的雷達(dá)信號(hào)形式[11－13]。

本文針對超視距雷達(dá)組網(wǎng)探測的需求，提出了一種基于 OFDM 波形的短波通信與超視距雷達(dá)探測一體化工作模式，研究了其實(shí)現(xiàn)所涉及的關(guān)鍵技術(shù)，介紹了利用武漢大學(xué)新近研制的全數(shù)字主被動(dòng)一體化高頻地波雷達(dá)硬件平臺(tái)實(shí)現(xiàn)信息傳輸和雷達(dá)探測功能的實(shí)驗(yàn)結(jié)果。

2 OFDM基本原理及參數(shù)設(shè)計(jì)

OFDM是一種特殊的多載波傳輸方案，既可以看作是一種調(diào)制技術(shù)，也可以被當(dāng)作一種復(fù)用技術(shù)，其主要思想是：利用多個(gè)正交子信道分擔(dān)傳輸任務(wù)，即將原始的串行數(shù)據(jù)流經(jīng)串/并轉(zhuǎn)換后映射到多個(gè)相互正交的子載波上進(jìn)行調(diào)制，然后對各子載波求和后實(shí)現(xiàn)傳輸。在接收端則通過相逆的過程，利用各子載波的正交關(guān)系分離出傳輸數(shù)據(jù)。

OFDM時(shí)域基帶信號(hào)可以簡單表示為

其中： Kmin為最小子載波序號(hào)；Kmax為最大子載波序號(hào)；k為子載波序號(hào)；Ts為OFDM符號(hào)持續(xù)時(shí)間；dk為第k個(gè)子載波上的調(diào)制數(shù)據(jù)。由上式看出，OFDM 信號(hào)不同的子載波之間在頻域上保持了1/Ts均勻間隔，如圖1所示，在每個(gè)子載波頻譜的最大值處，其他所有子載波的頻譜恰好為零點(diǎn)，因此若在各載波頻譜最大值點(diǎn)進(jìn)行抽樣，子載波間將不存在相互干擾。

基于 OFDM 系統(tǒng)子載波頻域的正交性，利用FFT快速算法可高效地實(shí)現(xiàn)OFDM信號(hào)的調(diào)制解調(diào)，隨著數(shù)字信號(hào)處理和超大規(guī)模集成電路技術(shù)的逐漸成熟，高速多層次QAM調(diào)制技術(shù)、網(wǎng)格編碼技術(shù)、軟判決技術(shù)、信道自適應(yīng)技術(shù)、保護(hù)間隔技術(shù)、信道均衡快速計(jì)算等技術(shù)逐步引入到無線通信領(lǐng)域，使得諸如復(fù)雜計(jì)算、高速存儲(chǔ)器等妨礙OFDM實(shí)現(xiàn)的問題得到徹底解決。隨著無線語音、視頻、寬帶接入、無線局域網(wǎng)、多媒體業(yè)務(wù)等無線通信業(yè)務(wù)的發(fā)展，OFDM技術(shù)得到了廣泛應(yīng)用。

圖1 OFDM信號(hào)頻譜

3 OFDM短波通信的關(guān)鍵支撐技術(shù)

短波信道是一種時(shí)變色散的信道，存在多徑時(shí)延、衰落、多普勒頻移、天電干擾和電臺(tái)干擾等一系列復(fù)雜現(xiàn)象。OFDM系統(tǒng)需要根據(jù)信道特性來設(shè)計(jì)參數(shù)，不同的傳播模式、多徑數(shù)量與強(qiáng)度、多普勒頻偏、多普勒擴(kuò)展等信道特性決定了系統(tǒng)參數(shù)的選取。需要考慮的參數(shù)有信號(hào)帶寬、數(shù)據(jù)比特速率、信道多徑擴(kuò)散時(shí)延、符號(hào)長度、保護(hù)間隔(Guard Interval,GI)長度、數(shù)據(jù)幀個(gè)數(shù)、子載波數(shù)目、導(dǎo)頻數(shù)量和能量、符號(hào)周期等。

3.1 循環(huán)前綴技術(shù)

短波通信中的多徑現(xiàn)象幾乎不可避免，多徑現(xiàn)象產(chǎn)生的原因大致有：天波與地波同時(shí)傳播、電離層多跳、電離層不同層反射、寬波束或者不同仰角發(fā)射、地磁場把信號(hào)分成兩個(gè)磁離子模式分量(即O模式和X模式)、電離層不均勻體呈現(xiàn)的多個(gè)散射體[1]。多徑的存在，將會(huì)導(dǎo)致前一個(gè)符號(hào)的結(jié)束部分與后一個(gè)符號(hào)開頭部分重疊，產(chǎn)生符號(hào)間干擾(Inter-Symbol Interference,ISI)導(dǎo)致頻率選擇性衰落，使信號(hào)質(zhì)量下降。相對于其他多載波通信系統(tǒng)，OFDM系統(tǒng)在頻率選擇性信道具有一定的優(yōu)勢，由于數(shù)據(jù)被調(diào)制到多個(gè)子載波信道進(jìn)行傳輸，每個(gè)子信道的數(shù)據(jù)速率降低，相應(yīng)的多徑擴(kuò)散容限將提高，但是對于天波傳播路徑的大時(shí)延來說，仍然會(huì)產(chǎn)生ISI從而破壞子載波之間的正交性。

為了對抗多徑效應(yīng)導(dǎo)致的ISI，添加循環(huán)前綴(Cyclic Prefix,CP)被證明是十分有效的方法，此時(shí)，OFDM符號(hào)的結(jié)構(gòu)可用圖2表示，其中Tg為保護(hù)間隔長度，Tu為有效部分長度，符號(hào)長度變?yōu)門s=Tg+Tu。循環(huán)前綴長度要求大于多徑擴(kuò)展時(shí)延，即Tg≥τmax，且長度越長，系統(tǒng)抗干擾的能力也就越強(qiáng)。但因其屬于輔助結(jié)構(gòu)，不攜帶有用信息，故Tg的增大會(huì)導(dǎo)致信號(hào)能量與信息速率的損失。

圖2 完整OFDM符號(hào)結(jié)構(gòu)示意圖

根據(jù)通信環(huán)境不同的傳播時(shí)延，通過調(diào)整 CP與符號(hào)長度比值 GR=Tg/Ts來設(shè)計(jì)循環(huán)前綴參數(shù)，實(shí)驗(yàn)表明，當(dāng) Tg/Ts≤0.25時(shí)，可使得子信道滿足平衰落的要求[14]。本實(shí)驗(yàn)參考短波信道的特點(diǎn)設(shè)計(jì)了如下幾種魯棒模式以適應(yīng)不同的傳播環(huán)境。

表1 OFDM信號(hào)的不同模式

3.2 離散導(dǎo)頻技術(shù)

在實(shí)際的短波通信環(huán)境中，信道的時(shí)域和頻域響應(yīng)是多變的。對于OFDM多載波傳輸系統(tǒng)而言，多徑干擾引起的頻率選擇性衰落在不同的子載波上表現(xiàn)將會(huì)不一樣，從而導(dǎo)致OFDM符號(hào)在各個(gè)子載波上出現(xiàn)的畸變不均勻。為了實(shí)現(xiàn)有效穩(wěn)定的通信，OFDM 系統(tǒng)常在信號(hào)幀結(jié)構(gòu)中添加固定的參考單元(導(dǎo)頻)，為接收端解調(diào)提供必要的輔助。導(dǎo)頻的數(shù)量、能量、插入方式與信道的最大多徑擴(kuò)展時(shí)延、最大多普勒頻移等傳播信道環(huán)境有關(guān)。根據(jù)功能的不同，又將其導(dǎo)頻分為時(shí)間導(dǎo)頻、頻率導(dǎo)頻和增益導(dǎo)頻。時(shí)間導(dǎo)頻是為了收發(fā)兩端數(shù)據(jù)幀頭的確認(rèn)，一般位于幀內(nèi)首符號(hào)；頻率導(dǎo)頻是用作估計(jì)收發(fā)兩端的載波頻率偏差，一般占用所有符號(hào)中固定的頻率位置；增益導(dǎo)頻是為實(shí)現(xiàn)對信道響應(yīng)的實(shí)時(shí)跟蹤與均衡，圖案在時(shí)頻方向上具有相等的擴(kuò)展，增益導(dǎo)頻插入方式常見的有梅花狀導(dǎo)頻和梳狀導(dǎo)頻。在參考了短波段相關(guān)標(biāo)準(zhǔn)[15]之后，本次實(shí)驗(yàn)采用了梅花狀增益導(dǎo)頻方案。3種導(dǎo)頻(參考單元)位置分布如圖 3，能量分布如圖4。

圖3 導(dǎo)頻在OFDM中的分布

圖4 導(dǎo)頻在復(fù)平面的能量分布

3.3 峰均功率比抑制技術(shù)

用于短波通信的 OFDM 信號(hào)為連續(xù)波，是由多個(gè)獨(dú)立的載波信號(hào)時(shí)域疊加而成，當(dāng)各載波信號(hào)相位相同或相近時(shí)，疊加后在時(shí)域某些地方會(huì)出現(xiàn)很大的峰值，由此會(huì)帶來很高的峰均功率比(Peak-to-Average Power Ratio,PAPR)。峰均功率比過高會(huì)造成信號(hào)的非線性失真，產(chǎn)生諧波，造成較明顯的頻譜擴(kuò)展，導(dǎo)致系統(tǒng)性能下降。OFDM信號(hào)的高 PAPR對接收機(jī)和發(fā)射機(jī)的線性特性和動(dòng)態(tài)范圍都提出了很高的要求。

在如何降低OFDM信號(hào)的PAPR問題上，國內(nèi)外學(xué)者提出了很多種解決方法，大概可以分為預(yù)畸變技術(shù)、編碼類技術(shù)和概率類技術(shù)。預(yù)畸變技術(shù)是指信號(hào)在經(jīng)過放大器之前預(yù)先對其中幅值較大的值進(jìn)行非線性壓縮處理，減小或消除信號(hào)經(jīng)過放大器時(shí)產(chǎn)生非線性失真的概率，其本質(zhì)就是對信號(hào)中超過規(guī)定門限的值進(jìn)行非線性處理，這類技術(shù)主要有限幅法、峰值加窗或消除法、壓縮擴(kuò)張技術(shù)等；編碼類技術(shù)是指選擇 PAPR較小的信號(hào)碼字進(jìn)行傳輸，減少傳輸PAPR較高的碼字組合，它是一種線性的處理方法，不引入非線性失真和干擾，但一般會(huì)以一定的數(shù)據(jù)速率損失為代價(jià)且系統(tǒng)復(fù)雜度會(huì)增加，常用的編碼方式有互補(bǔ)格雷碼、雷德密勒碼和分組編碼等；概率類技術(shù)的主要思想是利用不同序列來表示同一組需要傳輸?shù)男畔?，從中選擇PAPR 最小的序列作為 OFDM 信號(hào)傳輸序列，該類方法也不會(huì)使信號(hào)產(chǎn)生非線性失真，其主要的方法有選擇性映射法、部分傳輸序列法等[16－18]。本實(shí)驗(yàn)中主要采用了限幅法和壓縮擴(kuò)張法。

3.4 同步技術(shù)

電離層中各種不均勻散射體的運(yùn)動(dòng)、反射層經(jīng)常性的起伏變化、電離子密度變化等因素導(dǎo)致傳播路徑的長度不斷地變化，信號(hào)的相位也隨之產(chǎn)生變化，因而產(chǎn)生了短波信道的多普勒效應(yīng)。這種相位的變化，導(dǎo)致信號(hào)解調(diào)中需要不斷進(jìn)行同步，OFDM 信號(hào)的同步根據(jù)功能可將其同步劃分為時(shí)間同步、頻率同步、樣值同步和幀同步。時(shí)間同步是為了確定 OFDM 符號(hào)有效部分的起始時(shí)刻，即接收端 FFT開窗的起始點(diǎn)；樣值同步是為了糾正由于收發(fā)系統(tǒng)時(shí)鐘頻率偏差而導(dǎo)致的采樣點(diǎn)偏移，由于本系統(tǒng)采用 GPS模塊提供的高穩(wěn)時(shí)鐘源，所以采樣率偏差帶來的影響很小，可以忽略；頻率同步用于糾正由收發(fā)兩端的本振頻率偏差以及傳輸信道不穩(wěn)定而引入的載波頻率抖動(dòng)，由于頻偏會(huì)導(dǎo)致子載波之間的正交性遭到破壞，從而使得系統(tǒng)性能急劇下降，所以O(shè)FDM系統(tǒng)的頻率同步非常重要；幀同步則是為了搜索每個(gè)傳輸幀的起始符號(hào)，以確定每幀的數(shù)據(jù)體頭部。

3.5 信道編解碼技術(shù)與信道均衡

為了更好地抵抗短波信道突發(fā)干擾，提高系統(tǒng)容錯(cuò)能力，還需在系統(tǒng)中引入信道編碼技術(shù)，本實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)采用偽隨機(jī)二進(jìn)制序列多項(xiàng)式進(jìn)行能量擴(kuò)散，使得原始數(shù)據(jù)隨機(jī)化，采用可刪余卷積碼進(jìn)行差錯(cuò)控制，采用了比特交織技術(shù)使系統(tǒng)能夠更好地抵抗突發(fā)干擾。

解調(diào)過程需要估計(jì)出信道的時(shí)域或頻域響應(yīng)，然后通過信道均衡對接收到的數(shù)據(jù)進(jìn)行校正與恢復(fù)，其算法的性能主要決定于信道的最大時(shí)延、噪聲以及估計(jì)方法等。

信道編解碼及信道估計(jì)對系統(tǒng)性能的改善具有很重要的影響，在上文表1中模式2所給信道條件下，采用2維Wiener濾波算法進(jìn)行信道估計(jì)并均衡，然后統(tǒng)計(jì)加入信道編碼模塊前后解調(diào)誤碼率的變化，得到結(jié)果如圖5所示。從圖5中可以看出，信道編碼能大大提升系統(tǒng)性能，也使得接收端能在更惡劣的信道環(huán)境下提取出較低誤碼的發(fā)射信號(hào)，從而提高獲得信號(hào)的準(zhǔn)確度。

圖5 信道編碼對誤碼率的影響

4 基于OFDM波形的超視距雷達(dá)探測技術(shù)

現(xiàn)有該頻段雷達(dá)多數(shù)采用主動(dòng)輻射信號(hào)的有源體制，發(fā)射信號(hào)形式包括：脈沖線性調(diào)頻(相位編碼)、線性調(diào)頻連續(xù)波、線性調(diào)頻中斷連續(xù)波等。雷達(dá)與通信由于各自側(cè)重點(diǎn)不同，在進(jìn)行波形設(shè)計(jì)的時(shí)候需要綜合考慮多參數(shù)以優(yōu)化資源的配置。對于雷達(dá)通信一體化系統(tǒng)，OFDM信號(hào)的參數(shù)，比如帶寬、循環(huán)前綴長度、導(dǎo)頻數(shù)量與能量、符號(hào)的長度等參數(shù)都將影響到雷達(dá)系統(tǒng)的探測性能和處理方式，系統(tǒng)發(fā)射功率、載波頻率、波束覆蓋范圍、以及是否采用單頻網(wǎng)(Single Frequency Network,SFN)結(jié)構(gòu)等特性將影響雷達(dá)的探測威力和組網(wǎng)性能。表2列出了集成系統(tǒng)需要綜合考慮的參數(shù)資源。

表2 雷達(dá)與通信集成系統(tǒng)參數(shù)資源

4.1 波形特性與模糊函數(shù)修正

模糊函數(shù)是分析雷達(dá)波形的有效工具，它描述了雷達(dá)系統(tǒng)所采用波形具有的距離分辨力、雜波抑制能力等潛在性能，其一般定義式為

其中，s(t)為信號(hào)復(fù)包絡(luò)，τ表示時(shí)延，fd為多普勒頻移。對雷達(dá)而言，通常情況下，設(shè)計(jì)波形的理想目標(biāo)是圖釘狀模糊函數(shù)，其具有單一的中心峰值，且其余能量均勻地分布于時(shí)延-多普勒平面。不存在第2峰值意味著沒有距離和多普勒模糊，而基底均勻且平坦表明旁瓣均勻，可以有效地減小遮擋效應(yīng)。

在本次實(shí)驗(yàn)中使用的 OFDM 信號(hào)基本參數(shù)如表3所示，基帶信號(hào)的模糊函數(shù)如圖6所示。

表3 OFDM參數(shù)

圖6 OFDM信號(hào)的模糊函數(shù)

OFDM系統(tǒng)因通信需要而在每個(gè)符號(hào)中加入了CP，使得在模糊函數(shù)時(shí)延剖面Tu位置出現(xiàn)副峰，稱為循環(huán)前綴副峰。梅花狀導(dǎo)頻的分布，即在頻率和時(shí)間上的等間隔分布使得信號(hào)在一定的時(shí)間間隔和頻率間隔位置具有相關(guān)性而產(chǎn)生副峰，稱為導(dǎo)頻副峰，經(jīng)過分析得知，導(dǎo)頻副峰的位置和導(dǎo)頻圖案的選擇、導(dǎo)頻數(shù)值的選擇及導(dǎo)頻的插入密集程度有關(guān)。本系統(tǒng)中增益導(dǎo)頻子載波序號(hào)kg的子集為

其中p為整數(shù)，s為OFDM符號(hào)序號(hào)。分布規(guī)律為：同一符號(hào)載波間隔為6，相鄰符號(hào)頻率軸間隔為2，以3個(gè)符號(hào)為重復(fù)周期。僅考慮導(dǎo)頻值，將3個(gè)連續(xù)符號(hào)內(nèi)導(dǎo)頻的 OFDM 符號(hào) u(t)分別表示為：u0(t),u1(t),u2(t)，都可看作是頻率間隔為6/Tu的多個(gè)正弦信號(hào)疊加，在時(shí)域會(huì)表現(xiàn)出一定的周期性，且周期為Tu/6，求得 u0(t)的自相關(guān)函數(shù) A0(τ)，副峰將位于：

每個(gè)符號(hào)導(dǎo)頻分布規(guī)律一致，只是初始載波不一樣，相鄰符號(hào)頻率軸間隔 2，設(shè) ωu=2π/Tu，則u1(t)與u2(t)的自相關(guān)函數(shù)可表示為

且副峰也位于B0。則u(t)符號(hào)內(nèi)的自相關(guān)函數(shù)為

由式(5)可知，集合B0中n=3或n=6時(shí)，u(t)在符號(hào)內(nèi)自相關(guān)副峰位于：

考慮多普勒頻率，根據(jù)3個(gè)符號(hào)為重復(fù)周期，即在頻率1/(3Ts)整數(shù)倍位置可能出現(xiàn)副峰，用上述的分析方法，同理可得副峰位置集合C1,C2為

由式(6)-式(8)可知增益導(dǎo)頻符號(hào)內(nèi)的自相關(guān)副峰位于 C=C0∪ C1∪ C2如圖7所示。

圖7 OFDM信號(hào)的模糊函數(shù)副峰分布

在雷達(dá)系統(tǒng)中，通過計(jì)算直達(dá)波和目標(biāo)回波的互模糊函數(shù)以實(shí)現(xiàn)對動(dòng)目標(biāo)的探測，根據(jù)峰值出現(xiàn)的位置來提取目標(biāo)的距離和多普勒參數(shù)。模糊函數(shù)中副峰的出現(xiàn)會(huì)形成虛假目標(biāo)，而且強(qiáng)目標(biāo)回波引起的副峰可能會(huì)掩蓋弱目標(biāo)回波信號(hào)，因此，需要對OFDM 信號(hào)作一些預(yù)處理，以抑制 OFDM信號(hào)周期性結(jié)構(gòu)所引起的模糊副峰雷達(dá)探測的不利影響。關(guān)于模糊副峰抑制的方法很多[19]，但是總的思想是降低信號(hào)的相關(guān)性，較為簡單的處理方法包括：導(dǎo)頻信號(hào)置零、正交化導(dǎo)頻序列或者隨機(jī)化導(dǎo)頻序列。

對于由循環(huán)前綴導(dǎo)致的副峰，通過在同步之后丟棄循環(huán)前綴部分(相當(dāng)于置零)然后再進(jìn)行距離多普勒處理。對于導(dǎo)頻引起的副峰，可以在距離多普勒處理前對參考通道信號(hào)導(dǎo)頻位置進(jìn)行相位隨機(jī)化處理，使之與監(jiān)測通道信號(hào)導(dǎo)頻信號(hào)正交或者隨機(jī)化，從而降低相關(guān)性。

4.2 通信信號(hào)解調(diào)和參考信號(hào)重構(gòu)

由于信號(hào)具有不同的魯棒模式，通信信號(hào)解調(diào)過程中需要進(jìn)行信號(hào)模式的識(shí)別以確定基本的信號(hào)參數(shù)。根據(jù)它們的循環(huán)前綴與有效符號(hào)部分時(shí)間長度的比例不同，然后利用該模式的符號(hào)參數(shù)在多個(gè)符號(hào)內(nèi)進(jìn)行循環(huán)前綴與其母本的滑動(dòng)相關(guān)運(yùn)算，最后根據(jù)最強(qiáng)相關(guān)峰值確定當(dāng)前模式。

解調(diào)過程中需要進(jìn)行時(shí)間同步、頻率同步和幀同步。時(shí)間同步可采用基于循環(huán)前綴定時(shí)同步算法。頻率同步包括小數(shù)倍頻偏估計(jì)和整數(shù)倍頻偏估計(jì)，小數(shù)倍頻偏估計(jì)可根據(jù)循環(huán)前綴的相關(guān)函數(shù)的累積相位來判斷，整數(shù)倍頻偏可以根據(jù)頻率導(dǎo)頻來進(jìn)行判斷。幀同步則可以利用時(shí)間導(dǎo)頻來進(jìn)行估計(jì)[20,21]。設(shè){Sk}和{Rk}分別為發(fā)送和接收序列，則整個(gè)同步的過程如圖8所示。

在增益導(dǎo)頻圖案已經(jīng)設(shè)定的情況下，可供選擇的信道估計(jì)算法有很多，主要有線性插值估計(jì)算法、Wiener濾波估計(jì)算法和基于DFT的信道估計(jì)算法等。具體實(shí)現(xiàn)時(shí)候都是先估計(jì)出導(dǎo)頻信號(hào)處的信道響應(yīng)，然后再采用具體的插值算法估計(jì)出整個(gè)信道的頻率響應(yīng)，并基于估計(jì)值對接收信號(hào)加以均衡[22]。

圖8 OFDM系統(tǒng)中的各種同步

在雷達(dá)探測過程中，一般需要利用波束形成技術(shù)將陣列波束指向發(fā)射臺(tái)方向以形成參考通道，并盡可能提高參考信號(hào)純度。在雷達(dá)與通信集成系統(tǒng)中，可以通過重構(gòu)算法提純參考信號(hào)。當(dāng)信號(hào)被完整解調(diào)出來之后，便可以利用已知的調(diào)制方法進(jìn)行參考信號(hào)重構(gòu)。將重構(gòu)信號(hào)與提純后的接收信號(hào)進(jìn)行對比，可以驗(yàn)證基于重構(gòu)的探測方法的有效性。試驗(yàn)中接收信號(hào)與重構(gòu)信號(hào)的對比結(jié)果如圖 9所示，圖中兩條曲線分別表示接收信號(hào)的自相關(guān)結(jié)果和接收信號(hào)與重構(gòu)信號(hào)的互相關(guān)結(jié)果，由圖可以看出，兩條曲線幾乎重合，且兩相關(guān)峰相對基底的高度基本相同。對比結(jié)果表明重構(gòu)信號(hào)與接收信號(hào)擁有較理想的相關(guān)性，也同時(shí)驗(yàn)證了整套重構(gòu)算法的有效性。

圖9 接收信號(hào)與重構(gòu)信號(hào)的對比結(jié)果

4.3 匹配濾波與相干積累

雷達(dá)系統(tǒng)通過參考通道獲取參考信號(hào)，通過監(jiān)測通道獲取的目標(biāo)回波信號(hào)。監(jiān)測通道和參考通道信號(hào)經(jīng)采樣、正交變換和下變頻后得到基帶信號(hào)?；鶐盘?hào)中除了感興趣的目標(biāo)回波和直達(dá)波信號(hào)外，還包含有大量的多徑雜波、環(huán)境干擾等成分。雙通道數(shù)據(jù)經(jīng)過參考信號(hào)提純、多徑雜波抑制、匹配相關(guān)、相干累積、目標(biāo)檢測和跟蹤等步驟得到目標(biāo)參數(shù)信息。短波段雷達(dá)通常通過長相干累積以得到較高的頻率分辨率，相干積累巨大的計(jì)算量給系統(tǒng)實(shí)時(shí)化帶來嚴(yán)峻挑戰(zhàn)。國內(nèi)外學(xué)者提出了多種快速的計(jì)算方法，一般都需將信號(hào)分段。本系統(tǒng)中，將采樣信號(hào)分段，劃分成快時(shí)間信號(hào)和慢時(shí)間信號(hào)，對快時(shí)間信號(hào)做距離譜，通過 FFT處理慢時(shí)間信號(hào)得到距離多普勒譜，其流程如圖10所示。

圖10 距離多普勒譜的處理流程

動(dòng)目標(biāo)回波信號(hào)可用經(jīng)目標(biāo)運(yùn)動(dòng)調(diào)制后發(fā)射樣本表示，對于窄帶信號(hào)，一般可以忽略因調(diào)制引起的回波包絡(luò)變化等效應(yīng)。通過互模糊函數(shù)測量目標(biāo)多普勒頻偏可以獲得目標(biāo)的徑向速度，由于動(dòng)目標(biāo)速度分辨率受限于信號(hào)的時(shí)長，根據(jù)需要確定時(shí)長進(jìn)行相干累積。

4.4 目標(biāo)檢測與跟蹤

對于在時(shí)變信道下工作的短波通信與雷達(dá)集成系統(tǒng)，要在不同噪聲、雜波和干擾背景下檢測目標(biāo)信號(hào)，應(yīng)采用恒虛警檢測器以保證虛警概率恒定的同時(shí)得到高的檢測概率。為了降低計(jì)算量，可在恒虛警檢測前先進(jìn)行峰值檢測。恒虛警檢測器有適用于不同噪聲或雜波分布下的自適應(yīng)設(shè)置門限、非參量型檢測器、雜波圖等方法[23]。

對于低信噪比目標(biāo)的檢測取決于接收機(jī)內(nèi)部/外部噪聲、干擾抑制效果、直達(dá)波抑制效果、相干累積時(shí)間長短等因素，靈敏度/探測精度/距離是由雷達(dá)波形和工作參數(shù)決定的，以上因素決定了系統(tǒng)的探測威力。經(jīng)過恒虛警目標(biāo)檢測后，僅能獲取目標(biāo)相對于直達(dá)波的距離差和投影在雙基地角平分線上的速度信息，因此要獲取目標(biāo)的實(shí)際位置和速度還需要目標(biāo)的方位信息。實(shí)際中可采用波束形成和超分辨測向方法對目標(biāo)定向。當(dāng)有可信方式證實(shí)目標(biāo)確實(shí)存在而不是虛警的時(shí)候，而且目標(biāo)存在時(shí)間足夠長，則可以根據(jù)目標(biāo)的方位、距離和速度信息進(jìn)行關(guān)聯(lián)并估計(jì)目標(biāo)的航跡，通過雷達(dá)調(diào)度和控制，產(chǎn)生自動(dòng)跟蹤過程并形成航跡文件。

本實(shí)驗(yàn)選用基于 OFDM 調(diào)制解調(diào)理論的參考信號(hào)重構(gòu)方法來提取參考信號(hào)?；鶐盘?hào)首先經(jīng)過通信解調(diào)恢復(fù)出發(fā)射端傳送的純凈比特流信息，然后經(jīng)物理層調(diào)制重構(gòu)出直達(dá)波信號(hào)。通信解調(diào)的目的是為了獲取發(fā)射端傳送的通信信息，它包含同步、信道估計(jì)和信道解碼幾個(gè)步驟。系統(tǒng)信號(hào)處理流程如圖11所示。

圖11 信號(hào)處理流程

5 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

5.1 系統(tǒng)介紹

武漢大學(xué)新近研制的主被動(dòng)一體化高頻地波雷達(dá)系統(tǒng)基于軟件無線電思想設(shè)計(jì)，其發(fā)射波形產(chǎn)生與接收信號(hào)采集均采用全數(shù)字方案，從而具有很好的通用性和可擴(kuò)展性，是一部兼容多基地、多頻率、多波形，并且可實(shí)現(xiàn)多功能探測的實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)。系統(tǒng)可工作頻段為8-25 MHz，發(fā)射根據(jù)需要可采用三元組合單極天線或?qū)?shù)周期天線，接收天線單元采用無源的寬頻帶單極螺旋天線，接收系統(tǒng)可依需求配置為16-32通道，收發(fā)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)示意圖如圖12所示。由于 OFDM 系統(tǒng)對時(shí)鐘有較高要求，系統(tǒng)分別為信號(hào)發(fā)生裝置與數(shù)字接收機(jī)配備了超高穩(wěn) GPS時(shí)鐘源作為基準(zhǔn)時(shí)鐘，即框圖中的10 MHz時(shí)鐘產(chǎn)生模塊，系統(tǒng)時(shí)鐘為80 MHz，由時(shí)鐘源倍頻后得到。

5.2 實(shí)驗(yàn)場景及參數(shù)

通信信號(hào)發(fā)射站位于山東青島沿海，接收站位于山東煙臺(tái)沿海，系統(tǒng)收發(fā)站地理布局如圖 13 所示，收/發(fā)兩站之間相距約50 km。發(fā)射站產(chǎn)生如表3所示OFDM連續(xù)波信號(hào)，數(shù)據(jù)采用64QAM標(biāo)準(zhǔn)映射，調(diào)制信號(hào)內(nèi)容為某圖片數(shù)據(jù)，發(fā)射信號(hào)經(jīng)由2 kW功率放大器輸出，載頻為8.2 MHz，信號(hào)帶寬為20 kHz。

圖12 集成系統(tǒng)總體結(jié)構(gòu)框圖

圖13 收發(fā)站位置布局

接收機(jī)射頻直接采樣率設(shè)為48 MHz，經(jīng)正交變換和數(shù)字下變頻(DDC)后得到基帶采樣率為 24 kHz，將接收系統(tǒng)配置為16通道，16元接收天線排成線陣，陣列法線方向根據(jù)收/發(fā)站地理位置進(jìn)行確定，由圖13中的站點(diǎn)分布位置可知，發(fā)射信號(hào)可以經(jīng)過地波傳播模式或者天波模式到達(dá)接收陣列。

5.3 集成實(shí)驗(yàn)通信結(jié)果

短波段電磁環(huán)境非常擁擠，存在大量廣播通信電臺(tái)干擾，此外受電離層影響，電磁環(huán)境在不同時(shí)段或不同地點(diǎn)有很大差異，所以不同時(shí)段接收信號(hào)的好壞存在顯著差異。在短波通信與雷達(dá)集成實(shí)驗(yàn)中，通信效果與探測結(jié)果好壞具有明顯的一致性。圖14展示本次試驗(yàn)不同信道環(huán)境下的64QAM的星座圖。

實(shí)驗(yàn)中發(fā)送的圖片為圖像處理領(lǐng)域常用的名為camera man的圖片作為信源，圖15通過選取不同時(shí)段的解調(diào)結(jié)果說明不同信道條件下的通信效果。

5.4 集成實(shí)驗(yàn)探測結(jié)果

通過對系統(tǒng)配置不同的參數(shù)，可使該集成系統(tǒng)分別工作在不同的探測模式，進(jìn)行高/低速目標(biāo)探測和海洋回波譜的提取。在同頻率同波形的情況，不同信道情況下的實(shí)測回波譜如圖16。

圖14 不同信噪比下的接收信號(hào)星座圖

圖15 不同信道條件下的通信結(jié)果

圖16 不同信噪比探測結(jié)果

6 結(jié)論

短波通信與超視距雷達(dá)一體化實(shí)驗(yàn)平臺(tái)集成了傳統(tǒng)通信系統(tǒng)的數(shù)據(jù)傳輸功能，同時(shí)具有高頻天/地波雷達(dá)和雙/多基地雷達(dá)的多種優(yōu)點(diǎn)，還可進(jìn)行組網(wǎng)以擴(kuò)大覆蓋范圍，可同時(shí)用于短波通信、海洋環(huán)境監(jiān)測、移動(dòng)目標(biāo)探測等領(lǐng)域，節(jié)約了系統(tǒng)成本和頻譜資源，具有廣闊的應(yīng)用前景。

本文實(shí)驗(yàn)結(jié)果證實(shí)了 OFDM 信號(hào)既是優(yōu)秀的通信信號(hào)，也是良好的雷達(dá)信號(hào)，是短波通信與超視距雷達(dá)一體化技術(shù)的一次大膽的嘗試，為超視距雷達(dá)多功能化及組網(wǎng)探測等技術(shù)提供了現(xiàn)實(shí)依據(jù)。

[1]焦培南,張忠治.雷達(dá)環(huán)境與電波傳播特性[M].北京: 電子工業(yè)出版社,2007: 1-31.Jiao Pei-nan and Zhang Zhong-zhi.Radar Environment and Wave Propagation Characteristics[M].Beijing: Publishing House of Electronics Industry,2007: 1-31.

[2]周文瑜,焦培南.超視距雷達(dá)技術(shù)[M].北京: 電子工業(yè)出版社,2008.Zhou Wen-yu and Jiao Pei-nan.Over-the-horizon Radar Technology[M].Beijing: Publishing House of Electronics Industry,2008.

[3]萬顯榮,趙志欣,柯亨玉,等.基于DRM數(shù)字調(diào)幅廣播的高頻外輻射源雷達(dá)實(shí)驗(yàn)研究[J].雷達(dá)學(xué)報(bào),2012,1(1): 11-18.Wan Xian-rong,Zhao Zhi-xin,and Ke Heng-yu,et al..Experimental research of HF passive radar based on DRM digital AM broadcasting[J].Journal of Radars,2012,1(1):11-18.

[4]張明友.雷達(dá)-電子戰(zhàn)-通信一體化概論[M].北京: 國防工業(yè)出版社,2010: 1-17.Zhang Ming-you.The Conspectus of Radar-Electronic Warfare-Communication Integration[M].Beijing: National Defense Industry Press,2010: 1-17.

[5]Xing S and Xiang L P.Radar embedded communication technology study[C].Radar (Radar),2011 IEEE CIE International Conference,2011: 1000-1003.

[6]Xu S J,Chen Y,and Zhang P.Integrated radar and communication based on DS-UWB[C].Ultrawideband and Ultrashort Impulse Signals,The Third International Conference,2006: 142-144.

[7]Lin Zhiyuan and Wei Ping.Pulse position modulation time hopping ultra wideband sharing signal for radar and communication system[C].International Conference on Radar,2006,CIE’06,2006: 1-4.

[8]Sturm C and Wiesbeck W.Waveform design and signal processing aspects for fusion of wireless communications and radar sensing[J].Proceedings of the IEEE,2011,99(7):1236-1259.

[9]Surender S C and Narayanan R M.UWB noise-OFDM netted radar: physical layer design and analysis[J].IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems,2011,47(2): 1380-1400.

[10]李曉柏,楊瑞娟,陳新永.基于分?jǐn)?shù)階傅里葉變換的雷達(dá)通信一體化信號(hào)共享研究[J].信號(hào)處理,2012,28(4): 487-494.Li Xiao-bo,Yang Rui-juan,and Chen Xin-yong.Radar communications integration signal sharing research based on fractional Fourier transform[J].Signal Processing,2012,28(4): 487-494.

[11]萬顯榮.基于低頻段數(shù)字廣播電視信號(hào)的外輻射源雷達(dá)發(fā)展現(xiàn)狀與趨勢[J].雷達(dá)學(xué)報(bào),2012,1(2): 109-123.Wan Xian-rong.An overview on development of passive radar based on the low frequency band digital broadcasting and TV signals[J].Journal of Radars,2012,1(2): 109-123.

[12]Sen S and Nehorai A.Target detection in clutter using adaptive OFDM radar[J].IEEE Signal Processing Letters,2009,16(7): 592-595.

[13]Braun M,Sturm C,Niethammer A,et al..Parametrization of joint OFDM-based radar and communication systems for vehicular applications[C].2009 IEEE 20th International Symposium on Personal,Indoor and Mobile Radio Communications,2009: 3020-3024.

[14]Hutter A A.Design of OFDM systems for frequency-selective and time-variant channels[C].2002 International Zurich Seminar on Broadband Communications,2002,Access,Transmission,Networking,2002: 31-39.

[15]Digital Radio Mondiale (DRM); System Specification[S].V2.3.1 ed.2012.

[16]Wang Xiaochun,Besong S O,Yu Xiaoyou,et al..A novel PAPR reduction method for advanced wireless and mobileOFDM system[C].20117th International Conference on Wireless Communications,Networking and Mobile Computing (WiCOM),2011: 1-4.

[17]Gao Weihua,Yan Yanjun,Osadciw L,et al..A two stage PAPR reduction method on frequency redundant OFDM system[C]. 2010 25th Biennial Symposium on Communications (QBSC),2010: 416-420.

[18]Sang-Woo K,Hun-Hee L,Chan-Ho P,et al..A PAPR reduction method using the correlation of information in OFDM communication system[C].Third International Conference on Information Technology and Applications,2005,ICITA 2005,2005: 330-333.

[19]Zhao Z,Wan X,Zhang D,et al..An experimental study of HF passive bistatic radar via hybrid sky-surface wave mode[J].IEEE Transactions on Antennas and Propagation,2012,DOI:10.1109/TAP.2012.2213062.

[20]Sha Y,Li M,Gao Y,et al..Joint OFDM synchronization algorithm based on special training symbol[C].2010 International Conference on Communications and Mobile Computing (CMC),2010: 433-437.

[21]Yuan F,Shuru L,Nana L,et al..A new OFDM synchronization algorithm using training cyclic prefix[C].2011 International Conference on Mechatronic Science,Electric Engineering and Computer (MEC),2011:1489-1491.

[22]Larsen M D,Seco-Granados G,and Swindlehurst A L.Pilot optimization for time-delay and channel estimation in OFDM systems[C].2011 IEEE International Conference on Acoustics,Speech and Signal Processing (ICASSP),2011: 3564-3567.

[23]Skolnik Merrill I.雷達(dá)手冊[M].第3版,北京: 電子工業(yè)出版社,2010: 262-298.Skolnik Merrill I.Radar Handbook[M].Third Edition,Beijing: Publishing House of Electronics Industry,2010:262-298.