謝煜晨 陳 威 徐 偉 李辰梓

(西安電子工程研究所 西安 710100)

0 引言

信息化作戰(zhàn)背景下，戰(zhàn)場(chǎng)的電磁環(huán)境日益復(fù)雜，電磁信號(hào)時(shí)域重疊的現(xiàn)象越來越嚴(yán)重。為適應(yīng)戰(zhàn)場(chǎng)復(fù)雜電磁環(huán)境，電子偵察接收機(jī)必須具備截獲、分離和處理時(shí)域重疊信號(hào)的能力。解決該問題的主要方式是采用數(shù)字信道化接收機(jī)[1]，即利用濾波器組對(duì)接收信號(hào)在頻域上進(jìn)行信道劃分，使時(shí)域重疊的信號(hào)分別落在不同信道，達(dá)到在頻域進(jìn)行區(qū)分的目的。

為了減少后續(xù)測(cè)量信號(hào)參數(shù)的計(jì)算量以及提高測(cè)量信號(hào)參數(shù)的精確度，在信道化后，要正確估計(jì)出接收信號(hào)屬于哪個(gè)信道，進(jìn)行信道選擇?，F(xiàn)有信道選擇方法依據(jù)幅度最大原則，依次輸出幅度最大和次大的信道，在信道模糊、跨信道情況下[2]，無法避免一個(gè)信號(hào)同時(shí)在相鄰的兩個(gè)信道輸出，這不僅會(huì)影響對(duì)信號(hào)數(shù)目的判斷，還占用其他信號(hào)的資源。信道合并[3]對(duì)可能出現(xiàn)信道模糊或者跨信道切割的幾個(gè)相鄰子信道進(jìn)行信道合并，使得被模糊或切割的信號(hào)重新合并在一個(gè)信道內(nèi)，但是其執(zhí)行策略集中于信道結(jié)構(gòu)，不僅增加了巨大的資源消耗，而且需要知道檢測(cè)信號(hào)的先驗(yàn)信息。為此，本文提出一種信道選擇方法，可以較為準(zhǔn)確地分辨出單頻信號(hào)的主信道和線性調(diào)頻信號(hào)跨信道，使系統(tǒng)具備處理兩個(gè)同時(shí)到達(dá)信號(hào)的能力。

1 概念內(nèi)涵

數(shù)字信道化接收機(jī)具有處理多個(gè)同時(shí)到達(dá)信號(hào)的能力，在現(xiàn)代電子支援偵察系統(tǒng)中得到廣泛應(yīng)用。根據(jù)數(shù)字信道化接收機(jī)功能，將整體分為5個(gè)子模塊，各模塊劃分及關(guān)系如圖1所示。

圖1 數(shù)字信道化接收機(jī)各功能模塊劃分

中頻信號(hào)在經(jīng)過AD采樣、數(shù)字下變頻后，進(jìn)入數(shù)字信道化模塊。數(shù)字信道化可解決在寬帶數(shù)字系統(tǒng)中處理窄帶信號(hào)的問題。目前常用的是基于多相結(jié)構(gòu)的數(shù)字信道化接收機(jī)[4-5]，這種結(jié)構(gòu)減少了硬件資源，可達(dá)到較高運(yùn)算速度。

在傳統(tǒng)的信道化結(jié)構(gòu)中，第k個(gè)信道的輸出為

(1)

其中，hLP(n)為N階低通濾波器，D為抽取倍數(shù)，K為濾波器個(gè)數(shù)，D=K。

令xp(m)=x(mD-p),gp(m)=hLP(iK+p),p=0,1,2,…,K-1，則

(2)

(3)

根據(jù)式(3)得到多相濾波器的結(jié)構(gòu)如圖2所示。

圖2 多相濾波器組結(jié)構(gòu)的數(shù)字信道化接收機(jī)結(jié)構(gòu)圖

信道的分割依賴于濾波器組的排列，如果相鄰濾波器完全不交疊，由于濾波器存在過渡帶，濾波器間將形成盲區(qū)，若信號(hào)恰好落入盲區(qū)，則無法檢測(cè)到該信號(hào)。為了消除接收盲區(qū)，相鄰濾波器會(huì)有部分交疊。當(dāng)信號(hào)落到交疊區(qū)域，相鄰兩個(gè)信道同時(shí)輸出同一信號(hào)，從而產(chǎn)生虛假信號(hào)，造成信道模糊問題，如圖3所示。當(dāng)寬帶信號(hào)落入濾波器的通帶邊緣時(shí)，會(huì)出現(xiàn)信號(hào)的跨信道問題，即在相鄰信道中同時(shí)輸出同一個(gè)信號(hào)的不同頻譜，影響后續(xù)信號(hào)的參數(shù)測(cè)量，造成寬帶信號(hào)無法融合。估計(jì)出接收信號(hào)屬于哪個(gè)信道，則需要通過信道選擇模塊來實(shí)現(xiàn)。

圖3 多相濾波器組排列

2 雙信道選擇算法

數(shù)據(jù)在完成數(shù)字信道化后，輸出包含有I、Q分量的視頻信號(hào)。雙信道選擇模塊在接收到信道化輸出后，通過提取每一時(shí)刻信道的幅度峰值，對(duì)峰值點(diǎn)進(jìn)行排序，找到最高的兩個(gè)峰值點(diǎn)，再將屬于同一個(gè)信道的峰值點(diǎn)關(guān)聯(lián)起來，就可以持續(xù)選出最有可能存在信號(hào)的兩個(gè)信道。算法流程如圖4所示。

圖4 雙信道選擇流程圖

2.1 峰值檢測(cè)及排序

本文選擇信道的標(biāo)準(zhǔn)是幅度極大原則，提取所有信道在時(shí)域的幅度峰值。峰值點(diǎn)的提取需要滿足兩個(gè)條件：一是高于所設(shè)定的固定幅度門限；二是高于同一時(shí)刻相鄰兩信道的幅度值。為抑制尖脈沖噪聲的影響，對(duì)信道化后的數(shù)據(jù)進(jìn)行滑窗累加，起到平滑的作用。采用公式(4)計(jì)算n時(shí)刻k信道輸出的累加幅度Pk(n)為

(4)

其中，Ak(n)是n時(shí)刻k信道輸出的幅度。

設(shè)信道化輸出共有K個(gè)信道，信道編號(hào)為0至K-1，將n時(shí)刻K個(gè)信通的累加幅度放入深度為K的寄存器組中。從寄存器0地址啟動(dòng)，比較其幅度和周圍2個(gè)數(shù)據(jù)幅度的大小，若大于周圍2個(gè)數(shù)據(jù)的幅度，即為一個(gè)峰值點(diǎn)，記錄當(dāng)前峰值點(diǎn)的地址和幅度，寄存器地址向后掃描，重復(fù)以上操作。需要注意的是，當(dāng)掃描開始時(shí)，左邊的數(shù)據(jù)不能為空，0信道的數(shù)據(jù)要和K-1和1信道比較；掃描到末尾時(shí)，右邊的數(shù)據(jù)不能為空，K-1信道的數(shù)據(jù)要和K-2和0信道比較。流程演示如圖2所示。

圖5 峰值檢測(cè)流程圖

當(dāng)寄存器的地址全部掃描過后，得到J個(gè)峰值點(diǎn)，對(duì)這些峰值點(diǎn)進(jìn)行排序。排序時(shí)，根據(jù)補(bǔ)碼表示定點(diǎn)數(shù)的特點(diǎn)，先采用減法方式，取第j個(gè)峰值點(diǎn)Yj，j≤J，與其余各峰值點(diǎn)相減，各次相減所得差值的最高位之和就表示該峰值點(diǎn)在排序之后的位置。

2.2 信道關(guān)聯(lián)

排序完成后，最大峰值點(diǎn)和次大峰值點(diǎn)所在信道就是最有可能存在信號(hào)的信道。提取出最大峰值點(diǎn)和次大峰值點(diǎn)信道作為待關(guān)聯(lián)信道，根據(jù)當(dāng)前信道輸出1和信道輸出2的狀態(tài)，從待關(guān)聯(lián)信道中選擇信道輸出。將第31信道作為信道輸出1和信道輸出2的默認(rèn)輸出信道，具體步驟如下所述：

1)判斷信道輸出1是否與最大峰值點(diǎn)信道相等，或者信道輸出2是否與次大峰值點(diǎn)信道相等，若相等，跳轉(zhuǎn)至2)，若不相等，跳轉(zhuǎn)至3)；

2)信道輸出1輸出最大峰值點(diǎn)信道，信道輸出2次大峰值點(diǎn)信道，跳轉(zhuǎn)至4)；

3)信道輸出1輸出次大峰值點(diǎn)信道，信道輸出2最大峰值點(diǎn)信道，跳轉(zhuǎn)至4)；

4)重復(fù)1)操作。

信道輸出1和信道輸出2即為最終選擇的最有可能存在信號(hào)的兩個(gè)信道。

3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

設(shè)計(jì)對(duì)瞬時(shí)帶寬為1 GHz的信號(hào)實(shí)現(xiàn)全概率接收，經(jīng)過數(shù)字下變頻后，輸入信號(hào)頻率范圍為±500 MHz，采樣率1.2 GHz，信道數(shù)為64，每個(gè)信道帶寬為18.75 MHz。

設(shè)計(jì)主要完成以下功能：

1)實(shí)現(xiàn)最多2個(gè)同時(shí)到達(dá)信號(hào)接收的能力；

2)對(duì)信道模糊和跨信道的信號(hào)同時(shí)只輸出一個(gè)信道。

3.1 多信號(hào)的截獲能力驗(yàn)證

實(shí)驗(yàn)1：同時(shí)到達(dá)的兩個(gè)不同頻率、相同脈寬的等幅脈沖信號(hào)。

設(shè)計(jì)脈寬均為3 μs的信號(hào)，信號(hào)1的頻率為1 MHz，信號(hào)2的頻率為57.25 MHz。

分析信號(hào)1處于第0信道，信號(hào)2處于第3信道，都為信道中心偏離1 MHz。輸出結(jié)果如圖6所示。

從圖6可以看出，信道選擇分別輸出信道0和信道3。信道0和信道3的信號(hào)到達(dá)時(shí)間均為1.02 μs，結(jié)束時(shí)間均為4.01 μs。兩信號(hào)的脈寬為2.99 μs，與設(shè)定值相同。

圖6 實(shí)驗(yàn)1輸出結(jié)果

實(shí)驗(yàn)2：相繼到達(dá)的三個(gè)不同頻率、相同脈寬的等幅脈沖信號(hào)。

設(shè)計(jì)脈寬均為3 μs的信號(hào)，信號(hào)2比信號(hào)1延遲0.5 μs，信號(hào)3比信號(hào)2延遲0.5 μs，信號(hào)1的頻率為1 MHz，信號(hào)2的頻率為207.25 MHz，信號(hào)3的頻率為507.25 MHz。

分析信號(hào)1處于第0信道，信號(hào)2處于第11信道，信號(hào)3處于第27信道，輸出結(jié)果如圖7所示。

圖7 實(shí)驗(yàn)2輸出結(jié)果

從圖7可以看出，信道0的到達(dá)時(shí)間為1.02 μs，結(jié)束時(shí)間為4.01 μs，信道11的到達(dá)時(shí)間為1.53 μs，結(jié)束時(shí)間為4.51 μs，信道27的到達(dá)時(shí)間為4.03 μs，結(jié)束時(shí)間為5.02 μs。信道0和信道11的信號(hào)脈寬均為2.99 μs，與設(shè)定值相同；信道11相對(duì)信道0延遲0.51 μs，信道27相對(duì)信道0延遲3.01 μs，三個(gè)信號(hào)的時(shí)序關(guān)系符合設(shè)定。

3.2 信道化結(jié)果跨信道的情況

實(shí)驗(yàn)3：點(diǎn)頻信號(hào)信道模糊。

設(shè)計(jì)位于信道0和信道1過渡帶中間的點(diǎn)頻信號(hào)，信號(hào)頻率為9.375 MHz。該信號(hào)在Matlab仿真下信道輸出如圖8所示。從圖8可以看出，信道0和信道1都有輸出，且幅度相同，若以傳統(tǒng)方式進(jìn)行信道選擇，會(huì)被認(rèn)為是兩個(gè)同時(shí)信號(hào)。

圖8 信道化濾波后時(shí)頻圖

選擇模塊信道輸出如圖9所示，可以看到只輸出信道0，不輸出信道1，沒有出現(xiàn)信道模糊問題。

圖9 實(shí)驗(yàn)3輸出結(jié)果

實(shí)驗(yàn)4：寬帶信號(hào)跨信道。

設(shè)計(jì)帶寬為40 MHz的線性調(diào)頻信號(hào)。該信號(hào)在Matlab仿真下信道輸出如圖10所示。在圖10中，0信道、1信道和2信道都有信號(hào)輸出，且各信道信號(hào)在首尾處有部分重疊。

圖10 信道化濾波后時(shí)頻圖

信道選擇輸出結(jié)果如圖11所示。可以看出，最先輸出的是0信道，然后依次是1信道、2信道。信道的輸出時(shí)間具有連貫性，后續(xù)DSP可以根據(jù)到信號(hào)達(dá)時(shí)間進(jìn)行線性調(diào)頻信號(hào)的融合處理。

圖11 實(shí)驗(yàn)4輸出結(jié)果

從仿真結(jié)果中我們可以看出，線性調(diào)頻信號(hào)不會(huì)同時(shí)輸出多個(gè)信道，解決了跨信道的問題。

3.3 硬件實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

設(shè)計(jì)實(shí)驗(yàn)兩個(gè)等幅、同時(shí)到達(dá)的脈沖信號(hào)(信道5、10)，結(jié)果如圖12所示，正確輸出5信道和10信道的信號(hào)。

圖12 上板測(cè)試圖

通過中頻信號(hào)驗(yàn)證得到以下結(jié)論：

1)本方法在瞬時(shí)帶寬內(nèi)能檢測(cè)到兩個(gè)同時(shí)到達(dá)(或存在)的信號(hào)；

2)該處理機(jī)制對(duì)信道模糊和跨信道問題具備分辨其信道的能力。

4 結(jié)束語

數(shù)字信道化接收機(jī)具有處理多個(gè)同時(shí)到達(dá)信號(hào)的能力，在現(xiàn)代電子支援偵察系統(tǒng)中得到廣泛應(yīng)用。信道模糊、跨信道問題都給數(shù)字信道化接收機(jī)的信道選擇帶來了困難。本文基于現(xiàn)有的多相信道化偵察處理機(jī)制，提出了一種信道選擇的方法，設(shè)計(jì)并仿真了不同條件下的信道輸出，對(duì)工程中正在使用的某數(shù)字化信道接收機(jī)進(jìn)行了改進(jìn)，提高了數(shù)字信道化接收的后續(xù)處理能力和對(duì)復(fù)雜信號(hào)環(huán)境適應(yīng)性能力。