柳拓鵬

(中國電子科技集團(tuán)公司第三十八研究所，合肥 230088)

0 引言

真空管雷達(dá)發(fā)射機(jī)電源配置中，經(jīng)常需要能夠隔離陰極電位的多路輔助電源，且多路輸出均要求具有穩(wěn)壓功能［1］。若每路輔助電源采用單獨(dú)的變換器和高壓隔離變壓器，勢(shì)必造成系統(tǒng)體積龐大，不利于發(fā)射機(jī)的小型化設(shè)計(jì)。同時(shí)，采用多個(gè)變換器使得輔助電源設(shè)計(jì)復(fù)雜化，不利于發(fā)射機(jī)可靠性指標(biāo)的提高。若采用多路輸出變換器拓?fù)?，可使電路設(shè)計(jì)大大簡化，對(duì)發(fā)射機(jī)的小型化設(shè)計(jì)及可靠性指標(biāo)的提高帶來便利。在真空管雷達(dá)發(fā)射機(jī)中，各路輔助電源的負(fù)載并不是固定不變的，其隨著發(fā)射機(jī)的工作狀態(tài)不同而變化。這樣就產(chǎn)生了多路輸出間交叉調(diào)節(jié)的問題。

本文以多路輸出正激變換器為例，對(duì)傳統(tǒng)多路輸出正激變換器中造成交叉調(diào)節(jié)的原因進(jìn)行了分析。對(duì)采用耦合濾波電感改善多路輸出單端正激變換器輸出繞組間交叉調(diào)節(jié)的原理進(jìn)行了探討，給出了輸出耦合濾波電感的設(shè)計(jì)方法。通過設(shè)計(jì)實(shí)例，對(duì)分析結(jié)果進(jìn)行了驗(yàn)證。

1 多路輸出正激變換器

1.1 普通多路輸出正激變換器

圖1為普通多路輸出正激變換器的例子，每路輸出都有一個(gè)濾波電感。為了分析方便，作以下假設(shè):

a.次級(jí)整流二極管D1、D3和續(xù)流二極管D2、D4的正向?qū)▔航迪嗟?，均等于VD;

b.開關(guān)管V2 導(dǎo)通壓降為0;

c.變壓器線圈壓降和次級(jí)濾波電感線圈壓降均為0;

圖1 多路輸出正激變換器

d.僅對(duì)Vo2 電壓進(jìn)行閉環(huán)調(diào)節(jié)。

兩個(gè)支路電流均處于連續(xù)狀態(tài)時(shí)，兩路輸出電壓分別為

當(dāng)輸入電壓變化時(shí)，調(diào)節(jié)占空比D 可以保證各路輸出穩(wěn)定，在各支路電感電流保證連續(xù)的情況下，輸出電壓的變化不大［2］。

當(dāng)某一支路輸出電流減小到零界電流以下時(shí)，該路輸出的電壓將隨負(fù)載電流變化，式(1）和式(2）將不再成立［3］。假定RL1 變化使得電感Lo1 電流進(jìn)入斷續(xù)狀態(tài)，由于Vo2 支路負(fù)載未發(fā)生變化，則驅(qū)動(dòng)脈沖的占空比D 不會(huì)發(fā)生變化，則Co1 充電時(shí)間不變，負(fù)載電阻加大，電容Co1 放電不足，使得Vo1 穩(wěn)定在高于電流連續(xù)狀態(tài)電壓之上，開環(huán)支路的電壓輸出變化能達(dá)200%～300%［4］。

在負(fù)載變化較大的場(chǎng)合，采用多路輸出單獨(dú)濾波電感存在一定的局限性。

1.2 次級(jí)接有耦合濾波電感的正激變換器

為了使輸出濾波電感工作于電流連續(xù)狀態(tài)，減少交叉調(diào)節(jié)的問題，多路輸出可以共用一個(gè)耦合濾波電感。電路如圖2所示，同樣僅對(duì)Vo1 進(jìn)行閉環(huán)調(diào)節(jié)。

圖2 次級(jí)接有耦合濾波電感的正激變換器

為了分析方便，現(xiàn)作以下假設(shè):

a.D1～D4 正向?qū)▔航禐?;

b.電容Co1、Co2為理想電容，其ESR1(等效電阻）、ESR2 均為0;

c.變壓器和電感繞組電阻壓降為0;

d.耦合電感的耦合系數(shù)等于1;

電感Lo1、Lo2 繞在同一個(gè)鐵芯上，且匝數(shù)比等于變壓器次級(jí)繞組的匝數(shù)比，即

以式(3）中n 作為換標(biāo)系數(shù)，將開環(huán)輸出之路折算到閉環(huán)調(diào)節(jié)支路。則有

通過歸一化處理后，對(duì)于同一輸入來講，相當(dāng)于兩個(gè)電感并聯(lián)，則圖2 可以簡化為圖3。

圖3 耦合電感歸一化等效電路

由于采用耦合電感，存儲(chǔ)和釋放能量是在一個(gè)磁芯中完成，每個(gè)支路的能量變化只占總能量的一部份，交叉調(diào)整的影響將大大的降低，一般只有10%～30%［4］。

由圖3 可以看出，Lo 流過負(fù)載紋波電流的總和，則開關(guān)管導(dǎo)通期間輸入電流的變化率為

其中，Uin為開環(huán)繞組折算到閉環(huán)支路的輸入電壓，Uo為開環(huán)繞組折算到閉環(huán)支路的輸出電壓，Lo為電感，△I為折算總紋波電流，Ton為初級(jí)開關(guān)的導(dǎo)通時(shí)間。為了得到較好的調(diào)整效果，則要求折算電流處于連續(xù)狀態(tài)。則歸一化電感量:

其中，Uo為開環(huán)繞組折算到閉環(huán)支路的輸出電壓;△I為折算總紋波電流，一般取負(fù)載總這算電流的10%;Toff為初級(jí)開關(guān)的關(guān)斷時(shí)間。由式(4）和式(5）可知，只要保證耦合電感折算總電流處于連續(xù)狀態(tài)，可以得到較好的輸出電壓調(diào)節(jié)效果。若采用雙向同步整流技術(shù)，則完全可以消除系統(tǒng)最小電流的問題。

2 設(shè)計(jì)實(shí)例

三路輸出:

Vo1=7V Io1=1A(閉環(huán)調(diào)節(jié)）

Vo2=3.5V Io2=1～50mA(開環(huán)）

Vo3=24V Io3=1～10mA(開環(huán)）

變換器工作參數(shù):

供電電壓:24 V±10%

工作頻率:100 kHz

最大占空比:45%

變換器電路原理圖如圖4所示。

圖4 變換器原理圖

次級(jí)整流管正向?qū)▔航蛋? V 考慮，初級(jí)開關(guān)V2 導(dǎo)通壓降和初級(jí)線圈壓降0.6 V 計(jì)算，則變壓器初次級(jí)變比:

耦合電感匝比為

由于Vo2、Vo3 支路輸出電流較小，在此只考慮Vo1 支路的輸出電流。最大紋波電流按額定電流的10%計(jì)算，則歸一化耦合電感電感量:

取Lo1=470 μH，則

第一路輸出紋波電壓為額定輸出的1%，則

其中f為開關(guān)頻率。第二路和第三路輸出電容亦取10μF。

3 仿真分析與實(shí)驗(yàn)μ4.1 仿真分析

3.1 仿真分析

基于以上計(jì)算，采用PSpice 軟件對(duì)電源進(jìn)行了仿真，仿真結(jié)果見圖5、圖6所示。仿真參數(shù)設(shè)置如下:

輸入電壓:21.6 V

占空比:45%

變換器頻率:100 kHz

輸出濾波電容:Co1=Co2=Co3=10 μF

滿載條件下輸出電壓比為

空載條件下，穩(wěn)態(tài)輸出電壓比為

圖5 滿載仿真結(jié)果

圖6 空載仿真結(jié)果

3.2 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

根據(jù)以上計(jì)算及仿真分析結(jié)果，在不同的負(fù)載條件下對(duì)該變換器進(jìn)行了閉環(huán)測(cè)試。測(cè)試結(jié)果如表1所示。

表1 變換器測(cè)試結(jié)果

仿真結(jié)果及表1的測(cè)試結(jié)果可以看出，變換器次級(jí)采用耦合電感后，在不同負(fù)載條件下次級(jí)各繞組之間的交叉調(diào)節(jié)效果明顯地降低。即使在空載條件下，交叉調(diào)節(jié)的效果也得到了明顯的改善。

4 結(jié)束語

本文對(duì)正激變換器次級(jí)采用耦合濾波電感減小多次級(jí)繞組之間交叉調(diào)節(jié)的原理進(jìn)行了分析。并結(jié)合設(shè)計(jì)實(shí)例，對(duì)采用耦合濾波電感的多次級(jí)正極變換器設(shè)計(jì)步驟及方法進(jìn)行了闡述。該變換器在真空管雷達(dá)發(fā)射機(jī)輔助電源設(shè)計(jì)及其他要求變換器多次級(jí)輸出的場(chǎng)合具有很好的應(yīng)用前景。

［1］鄭新，李文輝，潘厚忠，等.雷達(dá)發(fā)射機(jī)技術(shù)［M］.北京:電子工業(yè)出版社，2006.

［2］張占松，蔡宣三.開關(guān)電源的原理與設(shè)計(jì)［M］.北京:電子工業(yè)出版社，1998.

［3］付繼有，丁耀.開關(guān)電源濾波電感電流間斷模式的分析［J］.電工電能新技術(shù)，1997(1）:61-63.

［4］趙修科.實(shí)用電源技術(shù)手冊(cè)磁性元器件分冊(cè)［M］.遼寧:遼寧科學(xué)技術(shù)出版社，2002.