王晨光，黑 勇，喬樹山

(中國科學院微電子研究所，北京 100029)

0 引言

電力線載波通信(power line communications，PLC)是利用電力線實現(xiàn)信息傳遞的通信方式的統(tǒng)稱。電力線是一種便捷廉價的通信媒介，任何連接到電力線上的電器都可成為電力線通信的服務對象。但電力線最初并非是為數(shù)據(jù)通信而設計的，作為通信信道，其環(huán)境非常惡劣。在電力線中進行高速可靠的數(shù)據(jù)傳輸，是一件極具挑戰(zhàn)性的事情［1］。

目前，正交頻分復用(orthogonal frequency division multiplexing，OFDM)是電力線載波通信中的主流技術，IEEE 1901，PRIME，PLC G3等多個電力線通信標準的PHY層都采用了OFDM技術。OFDM作為一種多載波技術在對抗頻率選擇性信道引起的符號間干擾、時域脈沖干擾時，與單載波技術相比具有很大的優(yōu)勢。但是，OFDM技術由于相鄰子信道之間存在大量的頻譜重疊，當存在窄帶干擾或頻域脈沖干擾時，性能會受到很大的影響。

濾波多音調制(filtered multitone modulation，F(xiàn)MT)技術是一種濾波器組調制的多載波技術，其基本思想是通過濾波器組對多載波信號進行濾波，從而實現(xiàn)各個子信道間的分離。由于FMT系統(tǒng)的旁瓣抑制比可以做到很大，因此相鄰子信道之間可以認為是互不重疊的。FMT的這一特點使其對多普勒頻移［2］、窄帶干擾或頻域脈沖干擾都具有較強的抵抗能力。

FMT技術最初是為了解決VDSL通信中的回聲與近端串擾等問題而提出的［3］，之后又有學者探究了其在無線環(huán)境［4］與電力線環(huán)境［5］中的應用。文獻［6－7］對比了FMT與OFDM系統(tǒng)在時變頻率選擇性衰落信道下的性能，指出FMT在大的頻率選擇性衰落或時變信道中性能更好。文獻［2］對比了幾種原型脈沖在時頻選擇性衰落信道中的性能，得出均方根升余弦原型濾波器與理想低通和高斯原型濾波器相比性能更好。但目前還沒有文獻在時頻域脈沖和窄帶干擾下對比FMT與OFDM系統(tǒng)的性能。

本文在深入分析電力線信道特征的基礎上，分別對比了FMT和OFDM技術在時頻域脈沖和窄帶干擾下的性能，并進行了相應的分析。

1 系統(tǒng)模型

FMT技術是一種濾波器組調制技術。FMT系統(tǒng)通過濾波器組將信道劃分為互不重疊的子信道，其原理框圖［3］如圖1所示。圖1中，a(i)(Nn)為第i個子信道發(fā)送的數(shù)據(jù);b(i)(Nn)為第i個子信道接收的數(shù)據(jù);N為增采樣和降采樣倍數(shù);h(n)為發(fā)送端原型濾波器的沖激響應;g(n)為接收端原型濾波器的沖激響應;fi為第i個子信道的中心頻率;x(n)為FMT系統(tǒng)發(fā)送的數(shù)據(jù);y(n)為x(n)經(jīng)過信道傳輸后接收到的數(shù)據(jù)。其中，i=0，1，…，M －1。

圖1 FMT原理框圖Fig.1 Principlemodel of FMT

1.1 FM T系統(tǒng)模型

FMT系統(tǒng)的發(fā)送和接收端分別由一個濾波器組構成，接收端的濾波器是發(fā)送端濾波器的匹配濾波器。FMT的各個子信道的頻率響應由原型濾波器h(n)的頻率響應經(jīng)過均勻的頻譜搬移得到。

FMT系統(tǒng)工作過程為:M路待傳輸?shù)腝AM信號a(k)先經(jīng)過N倍增采樣，再通過濾波器h(k)(n)，最后相加得到在信道上傳輸?shù)男盘杧(n)。即

對原理框圖進行多相分解可以得到有效實現(xiàn)結構，本文采用文獻［8］中給出的第3種有效實現(xiàn)結構進行仿真。

1.2 OFDM系統(tǒng)模型

OFDM系統(tǒng)工作過程為:對M路待傳輸?shù)腝AM信號A(i)(k)做IDFT變換，將變換結果的后K位作為循環(huán)前綴，之后進行并串轉換變?yōu)榇袛?shù)據(jù)x(n)發(fā)送。在接收端，對接收到的數(shù)據(jù)y(n)進行串并轉換后去掉循環(huán)前綴，再經(jīng)過DFT變換便得到解調后的數(shù)據(jù)B(i)(k)。

2 信道模型

電力線信道呈現(xiàn)出頻率選擇性、時變性，而且受到有色背景噪聲和多種噪聲的影響。電網(wǎng)的結構和負載不同，電力線信道的特性也會有差異。目前還沒有一個公認的電力線信道模型［9］。鑒于此，文章分別在時頻域脈沖噪聲和窄帶干擾的影響下對FMT和OFDM系統(tǒng)進行性能比較。

2.1 時域脈沖噪聲

電力線中的時域脈沖噪聲是由電器的開關等隨機發(fā)生的瞬時事件造成的，持續(xù)時間一般為幾微秒到幾毫秒。但這類噪聲的功率譜密度可能比背景噪聲大 50 dB 左右［10－11］。設 imp(t)為單位幅度、單位寬度的脈沖函數(shù)，則時域脈沖噪聲序列可用nimptime(t)表示為

(5)式中:tw，i為時域脈沖噪聲持續(xù)的時間;tarr，i為時域脈沖出現(xiàn)的時刻;Ai為長度為tw，i的隨機向量。tw，i與 tarr，i均為隨機變量。

2.2 頻域脈沖噪聲

電力線中的頻域脈沖噪聲通常是由正在工作的電器引起的［10－11］，重復頻率在 50 ～200 kHz之間。這種噪聲的頻譜近似為線譜，可以用振幅逐漸衰減的正弦波來建模。頻域脈沖噪聲nimpfreq(t)的模型為

(6)式中:N為頻域脈沖的個數(shù);Bi為正弦波的振幅;fi為頻率;τi為衰減因子。

2.3 窄帶干擾

電力線由于沒有電磁干擾屏蔽層，經(jīng)常會受到周圍環(huán)境中對講機等業(yè)余無線電頻段或電臺廣播的窄帶干擾。在最壞情況下，窄帶干擾的功率可能比背景噪聲的功率高幾十dB［12］。窄帶噪聲的模型為(7)式中:NWGN(t)為高斯白噪聲;hLPi(t)為帶寬為Bi/2的低通濾波器;Bi為窄帶噪聲的帶寬;fi為窄帶噪聲的中心頻率。

3 仿真及分析

在Matlab環(huán)境下，對FMT和OFDM系統(tǒng)在第2節(jié)中給出的信道模型下仿真。若非特別說明，F(xiàn)MT與OFDM系統(tǒng)的子信道數(shù)M均為128，系統(tǒng)占用頻帶均進行了歸一化。FMT系統(tǒng)的分析濾波器和綜合濾波器的原型濾波器為α=1的均方根升余弦濾波器，重疊因子 g=8，增采樣倍數(shù) N=256。OFDM系統(tǒng)的循環(huán)前綴長度為CP=M/4=32。調制方式均為QPSK。

3.1 時域脈沖噪聲

本仿真采用的FMT和OFDM系統(tǒng)的子信道數(shù)有64和32兩種情況，F(xiàn)MT系統(tǒng)相應的增采樣倍數(shù)為128和64，其余系統(tǒng)參數(shù)如前所述。脈沖持續(xù)時間tw=5Δ，先后2個脈沖噪聲出現(xiàn)的時間差Tbw=tarr，i+1－ tarr，i為0 －500Δ 之間的隨機變量，Δ 為采樣間隔。FMT與OFDM系統(tǒng)在時域脈沖噪聲下的性能比較如圖2所示，其中，SINR為信號與脈沖噪聲功率比;SER為誤符號率;Sym-Len=64，32分別表示FMT與OFDM系統(tǒng)的子信道數(shù)為64與32。

圖2 FMT與OFDM系統(tǒng)在時域脈沖噪聲下的性能比較Fig.2 Performance comparison of FMT and OFDM systems in the presence of impulses in the time domain

分析圖2可得。

1 )噪聲功率較小時，F(xiàn)MT與OFDM系統(tǒng)的誤碼率均為零。這是由于FMT與OFDM系統(tǒng)都屬于多載波調制系統(tǒng)，時域脈沖噪聲的能量經(jīng)過DFT變換后分散到了整個多載波符號內，每個子載波所受的影響都很小，噪聲帶來的影響可忽略。

2 )脈沖噪聲功率很大時，2個系統(tǒng)的誤符號率迅速增加，尤其是FMT系統(tǒng)。這是由于大功率時域脈沖經(jīng)過DFT變換后對每個子載波的影響都很大，最后使得整個多載波符號發(fā)生錯誤。

3 )OFDM系統(tǒng)抗時域脈沖噪聲的能力要優(yōu)于FMT系統(tǒng)，其性能的差距與FMT系統(tǒng)的重疊因子g有關。對于OFDM系統(tǒng)，單個脈沖噪聲可導致整個OFDM符號發(fā)生錯誤，但這種錯誤不會擴散到相鄰的OFDM符號內，故當SINR小于某一數(shù)值時，誤碼率基本恒定。而FMT系統(tǒng)，由于其符號在時域上相互重疊(重疊度由重疊因子g確定，本仿真中g=8)，單個大功率的脈沖噪聲可以影響到g個相互重疊的符號，從而可能使相鄰的g個符號都發(fā)生錯誤。從圖2可以看出，當SINR小于－80 dB時，F(xiàn)MT系統(tǒng)的誤符號率近似為OFDM系統(tǒng)的8倍。

4 )多載波系統(tǒng)子信道數(shù)越多，大功率時域脈沖帶來的影響越大，誤符號率越高。

3.2 頻域脈沖噪聲

本次仿真中，F(xiàn)MT與OFDM系統(tǒng)在頻域脈沖噪聲下的性能比較如圖3所示。其中，F(xiàn)MT－25 dB，F(xiàn)MT－30 dB，F(xiàn)MT－15 dB分別表示原型濾波器的旁瓣抑制比為25，30，15 dB的FMT系統(tǒng)。頻域脈沖噪聲的參數(shù)為:f1=0.2，f2=0.3，f3=0.8，衰減因子均為1(即不衰減)。

圖3 FMT與OFDM系統(tǒng)在頻域脈沖噪聲下的性能比較Fig.3 Performance comparison of FMT and OFDM systems in the presence of impulses in the frequency domain

分析圖3可得。

1 )在整個－50～0 dB內，F(xiàn)MT系統(tǒng)的誤符號率都小于OFDM系統(tǒng)。

2 )當FMT系統(tǒng)原型濾波器的旁瓣抑制比增大時，抗頻域脈沖噪聲的能力增加。但增加到一定程度時，帶來的性能增益會逐漸減小。

3 )即使2個系統(tǒng)的旁瓣抑制比相近，F(xiàn)MT系統(tǒng)抗頻域脈沖噪聲的能力也遠大于OFDM系統(tǒng)。這是由于OFDM的相鄰子信道間相互重疊，某個子信道上發(fā)生的錯誤可能對相鄰子信道產生影響。而FMT系統(tǒng)，由于各個子信道近似相互獨立，某個子信道上由于頻域脈沖噪聲產生的錯誤幾乎不會對相鄰子信道產生影響，故FMT系統(tǒng)抵抗頻域脈沖噪聲的能力要比OFDM系統(tǒng)強很多。FMT系統(tǒng)原型濾波器的旁瓣抑制比越大，相鄰子信道間的影響就越小，抗頻域脈沖噪聲的能力就越強。但這種性能的提高是以犧牲頻譜利用率和增加硬件復雜度為代價的。

3.3 窄帶噪聲

仿真中把存在窄帶干擾的子載波設置為空載波，在接收端用相應頻段的陷波器把窄帶噪聲濾掉之后再進行解調。仿真條件為:1)B1=2/M=0.015 6，f1=0.632 8，2個系統(tǒng)均有3個空載波;2)B1=B2=2/M=0.015 6 ，f1=0.632 8，f2=0.3，2個系統(tǒng)均有6個空載波。

FMT與OFDM系統(tǒng)在窄帶噪聲下的性能比較如圖4所示，圖4中，(OFDM，Single NB)，(FMT－25 dB，Single NB)與(FMT －30 dB，Single NB)分別表示在仿真條件1)下的OFDM系統(tǒng)、原型濾波器的旁瓣抑制比分別為 25，30 dB的 FMT系統(tǒng)。(OFDM，Double NB)，(FMT －25 dB，Double NB)與(FMT－30 dB，Double NB)分別表示在仿真條件2)下的OFDM系統(tǒng)、原型濾波器的旁瓣抑制比分別為25，30 dB的FMT系統(tǒng)，SIR為信號與干擾功率比。

圖4 FMT與OFDM系統(tǒng)在窄帶噪聲下的性能比較Fig.4 Performance comparison of FMT and OFDM systems in the presence of narrowband noise

由圖4可知:1)在整個－70～0 dB內，F(xiàn)MT系統(tǒng)的性能都要優(yōu)于OFDM系統(tǒng)。當窄帶噪聲功率較小時，僅采用設置空載波和陷波的方法即可將2個系統(tǒng)的誤符號率控制在可以接受的范圍內。但窄帶噪聲功率很大時，這種方法對OFDM已不再適用。由于OFDM系統(tǒng)的子信道相互重疊，并且旁瓣抑制比很低，為了達到與FMT系統(tǒng)相同的性能只能將窄帶噪聲頻段周圍的子信道也設置為空載波，這也僅是在窄帶噪聲功率不是很大的時候適用，且大大降低了其頻譜利用率。

2 )FMT系統(tǒng)由于各個子信道近似相互獨立，窄帶噪聲只會影響相應的子信道，而不會影響與其相鄰的子信道，故僅采用設置空載波和陷波的方法即可消除窄帶噪聲帶來的影響。當窄帶噪聲功率很大時也不會對系統(tǒng)性能造成太大影響。

3 )對于FMT系統(tǒng)增大原型濾波器的旁瓣抑制比可以減小窄帶噪聲帶來的影響，但效果不明顯。如果窄帶噪聲是信道中的主要干擾源，應優(yōu)先考慮采用設置空載波與陷波的方法，而不是采用增加原型濾波器的旁瓣抑制比。

4 )FMT系統(tǒng)對抗窄帶噪聲的性能雖然比OFDM系統(tǒng)好很多，但也付出了很大的硬件代價。由于FMT系統(tǒng)的高效實現(xiàn)結構是先對數(shù)據(jù)進行DFT變換再進行濾波，故設置為空載波的子信道濾波器必須一直工作，雖然不傳輸任何有用的信息，卻有同樣的功耗。

4 結束語

在電力線信道下，對采用均方根升余弦濾波器作為原型濾波器的FMT系統(tǒng)與OFDM系統(tǒng)的性能進行了對比分析。仿真結果表明，在時域脈沖噪聲環(huán)境中，OFDM系統(tǒng)的性能要優(yōu)于FMT系統(tǒng)，性能差距由FMT系統(tǒng)的重疊因子g確定。在頻域脈沖噪聲與窄帶干擾環(huán)境中，F(xiàn)MT系統(tǒng)的性能要優(yōu)于OFDM系統(tǒng)，F(xiàn)MT系統(tǒng)的原型濾波器旁瓣抑制比越大，F(xiàn)MT系統(tǒng)的性能越好。以上仿真結果對PLC環(huán)境下多載波調制技術的選擇具有一定的指導意義，也表明FMT系統(tǒng)設計者必須在系統(tǒng)復雜度、時頻域脈沖噪聲和窄帶干擾的影響以及均衡復雜程度間進行仔細的權衡。

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(編輯:王敏琦)