李 勇 李焱明 傅德民 于 丁 歐 杰

(西安電子科技大學(xué)天線與微波技術(shù)國防科技重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室,陜西 西安710071)

1.引 言

近場測量技術(shù)以其獲取信息量大、所需場地小、可全天候工作、環(huán)境影響小以及安全保密等一系列優(yōu)點(diǎn),在現(xiàn)代天線測試中獲得了廣泛的應(yīng)用,已被IEEE指定為標(biāo)準(zhǔn)測量方法[1]。由于近場測量是用特性已知的探頭在包圍待測天線的某一幾何表面進(jìn)行掃描,通過采樣均勻網(wǎng)格點(diǎn)上的幅相數(shù)據(jù)進(jìn)行近遠(yuǎn)場變換求得天線遠(yuǎn)場輻射特性的方法。該方法掃描(機(jī)械或電掃描)過程需要一定的時間,而且傳統(tǒng)的近場測量一次掃描僅能測得單一頻點(diǎn)的數(shù)據(jù)。

現(xiàn)代相控陣天線、寬帶天線和多通道天線的發(fā)展,要求對天線進(jìn)行多波束、多頻點(diǎn)和多通道的測量,以全面檢定天線的輻射特性,這對近場方法提出了嚴(yán)峻的挑戰(zhàn),迫切需要提高近場測量的效率。本文基于Agilent新型矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀PNA,研究了多通道掃頻近場測量系統(tǒng)的特性,針對系統(tǒng)的測量速度和精度問題進(jìn)行了詳細(xì)的分析討論,并對系統(tǒng)的動態(tài)范圍、接收機(jī)的幅相漂移、測量的位置誤差等主要誤差源進(jìn)行了分析,給出了提高測量精度的方法[2]。

2.PNA特點(diǎn)與近場測量系統(tǒng)配置

網(wǎng)絡(luò)分析儀作為全面測定網(wǎng)絡(luò)參數(shù)的儀器,從1985年有公司創(chuàng)造性地將其用于天線和RCS(Radar Cross Section)測試開始,至今這種卓越的新技術(shù)已經(jīng)演變成天線和RCS測量的專用微波接收機(jī)。Agilent新推出的PNA系列網(wǎng)絡(luò)分析儀,具有高速度和高精度特性,能夠滿足現(xiàn)代復(fù)雜天線的多功能測試需求,通過提供快掃描速度、寬動態(tài)范圍、低跡線噪聲和靈活的連接能力,為天線和RCS測量提供了有力的技術(shù)保障。

接收機(jī)的中頻帶寬IFBW(Intermedial F-reguency Bandwidth)影響著接收機(jī)的測量精度和靈敏度。以10 kHz IFBW為例,PNA(帶有選件014)的靈敏度為-104 dBm,優(yōu)于通常 8530A/8511,8720等系統(tǒng)6～14 d Bm。PNA的測量速度為20μs(40 k Hz IFBW)和119μs(10 kHz IFBW),明顯快于8530A的200μs的數(shù)據(jù)采集時間。當(dāng)近場測試范圍較大或進(jìn)行遠(yuǎn)場配置時,需增加外部信號源,此時PNA的頻率捷變時間為4～6 ms,比85301B系統(tǒng)的6～8 ms快25%～33%。為進(jìn)一步提高性能,PNA也可以采用外混頻配置,此時系統(tǒng)的動態(tài)范圍、壓縮電平、混頻器匹配、隔離度等指標(biāo)均與85301B一致。PNA提供29種IFBW選擇,使得用戶可以根據(jù)不同的應(yīng)用和測試需求對系統(tǒng)的靈敏度和測試速度進(jìn)行優(yōu)化。

近場測量屬于數(shù)據(jù)密集型采集,PNA的大數(shù)據(jù)存儲能力與快速傳輸性能相結(jié)合的功能,解決了數(shù)據(jù)量大的難題。為緩沖和傳輸數(shù)據(jù),PNA最多提供16條通道,每條通道數(shù)據(jù)容量為16001個數(shù)據(jù)點(diǎn)。采用基于LAN的DCOM快速數(shù)據(jù)傳輸方式,可在2 ms內(nèi)完成1601個數(shù)據(jù)點(diǎn)的傳輸,在121 ms內(nèi)完成16001個點(diǎn)的數(shù)據(jù)傳輸任務(wù)。對近場測量可以在整個掃描完成后進(jìn)行數(shù)據(jù)傳輸,也可在每行掃描完成后傳輸數(shù)據(jù)。

PNA提供的掃描模式,允許用戶以升序、降序或任意和隨機(jī)跳頻進(jìn)行掃描。尤其降序的反向掃頻功能特別適合于近場掃頻測量。近場掃描過程中,在探頭移動的一個方向上,PNA可以從F1掃描到Fn;當(dāng)探頭反向時,為保證采樣網(wǎng)格點(diǎn)的對應(yīng)關(guān)系,頻率應(yīng)從Fn掃描到F1。從而實(shí)現(xiàn)了近場掃頻測量的雙向掃描,最大限度地降低數(shù)據(jù)采集和掃描時間。

PNA接收機(jī)具有四個內(nèi)置測試接收機(jī)(A,B,R1,R2),在無需配置外部PIN開關(guān)的情況下,可以同時測量最多三條測試通道(或天線端口),即PNA可以在一個數(shù)據(jù)采集周期中同時測量A/R1、B/R1和R2/R1。以單脈沖天線為例,對于和支路、方位差以及俯仰差三個測試端口,可以在一個采集周期內(nèi)完成數(shù)據(jù)的采集功能,明顯地降低了數(shù)據(jù)采集時間。采用PNA的典型近場測量系統(tǒng)配置如圖1。

圖1 PNA典型近場測量系統(tǒng)配置

從配置中看出AUT的三個端口被直接連到接收機(jī),并同時進(jìn)行測量。對于X波段陣列脈沖天線,假設(shè)有32個波束狀態(tài)、3個端口、1個極化狀態(tài)和5個頻率點(diǎn),近場掃描網(wǎng)格為101×101,則每個網(wǎng)格點(diǎn)采集的數(shù)據(jù)點(diǎn)數(shù)為:(天線端口數(shù))×(極化數(shù))×(波束狀態(tài)數(shù))×(頻率點(diǎn)數(shù)),即3×1×32×5=480。PNA可以在38 ms內(nèi)完成480個點(diǎn)的測量。每個數(shù)據(jù)點(diǎn)的平均采集時間79μs。PNA的測量時間計(jì)算包括采集時間、頻率轉(zhuǎn)換時間、回掃時間和分析儀開銷時間。對于上述測試方案,PNA完成所有網(wǎng)格點(diǎn)掃描時間為7 min,該速度是85301B天線測試系統(tǒng)的2到5倍。若探頭的掃描速度為12 cm/s,采樣間隔15 mm,完成一遍掃描的時間為21 min,因此,對于簡單的測量方案,探頭的最大掃描速度,往往是決定總測量時間的關(guān)鍵因素[3]。

3.提高系統(tǒng)精度方法

精度和速度是近場測量的關(guān)鍵指標(biāo),如何在快速測量的同時,保證系統(tǒng)的測量精度,是需要我們認(rèn)真研究的問題。

3.1 動態(tài)范圍

網(wǎng)絡(luò)分析儀達(dá)到最大的動態(tài)范圍,對于檢測微波器件的特性和超低副瓣天線測試非常重要,以至成為確定測試性能的關(guān)鍵因素。為保證測量系統(tǒng)具有最大的動態(tài)范圍,有必要了解動態(tài)范圍的基本概念和提高動態(tài)范圍的方法[4]。設(shè)Pmax為滿足誤差要求的最大輸入功率電平,它的取值決定于接收機(jī)的飽和壓縮電平;Psig為測試端口的實(shí)際功率電平,測試系統(tǒng)設(shè)計(jì)時,我們希望Psig盡可能接近Pmax;Pmin為系統(tǒng)能夠檢測到的最小功率電平(靈敏度),由接收機(jī)的噪聲電平?jīng)Q定。接收機(jī)的動態(tài)范圍定義為:Drec=Pmax-Pmin,而測試系統(tǒng)的動態(tài)范圍定義為:Dsys=Psig-Pmin。噪聲電平是決定動態(tài)范圍的重要參數(shù),通常使用RMS值定義噪聲電平。噪聲電平?jīng)Q定了儀器所能測量的最小功率電平,該電平限制了系統(tǒng)的動態(tài)范圍。噪聲電平可以通過平均或減小IFBW得以改善。由于接收機(jī)的噪聲電平引起的測量誤差是天線測量的重要誤差源之一,而該誤差對測量不確定性的影響,取決于信號與噪聲的比值。動態(tài)范圍和信噪比定義如圖2。通常在平均噪聲電平上增加10 dB,來定義峰值噪聲電平,確保99.96%的噪聲電平低于該峰值電平。峰值噪聲電平將用于決定信噪比值。

近場測量探頭最大接收幅度信號近似等于

式中:GP、Ga分別為探頭和AUT的增益;a0為輸入到待測天線端口的功率。

為減小低副瓣測量的噪聲影響,由圖3噪聲引起的幅相誤差曲線可知,b0(P)max至少應(yīng)高于峰值噪聲電平50 dB。因而為了保證近場測量的幅度和相位精度,一方面可通過增加a0或探頭的增益或二者的組合來達(dá)到要求;另一方面,可通過平均或減小IFBW等方法降低系統(tǒng)噪聲電平,來增加系統(tǒng)動態(tài)范圍[5]。

平均功能是降低噪聲電平的有效方法之一,付出的代價是增加了測量時間。PNA和其他矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀采用指數(shù)權(quán)的復(fù)數(shù)平均,即矢量平均。平均因子每增加一倍,信噪比將增加3 d B,但測量時間也將成倍增加。而改變系統(tǒng)的IFBW將影響接收機(jī)數(shù)據(jù)采集的數(shù)字濾波器帶寬,通過減小IFBW濾除IFBW外的噪聲來降低噪聲電平。接收機(jī)的軌跡噪聲隨10倍log(IFBW)而變化,即要降低10 d B噪聲電平,需將IFBW減小10倍,接收機(jī)的掃描速度與IFBW成反比。圖4給出了PNA接收機(jī)在四種不同頻率(1、3、7、9 GHz)時RMS噪聲電平與IFBW關(guān)系的試驗(yàn)曲線。表1給出了在10 k Hz快速IFWB情況下,若要降低10 d B或20 d B噪聲電平,平均功能或改變IFBW對掃描時間的影響。

圖4 IFBW與噪聲電平關(guān)系曲線

表1 平均功能與IFBW對掃描速度的影響

平均和減小IFBW都能降低系統(tǒng)的噪聲電平。平均功能由于要多次采集軌跡數(shù)據(jù),并進(jìn)行修改和顯示,因而耗時較多;PNA的多種IFBW選擇,為噪聲電平的降低和測量速度優(yōu)化提供了靈活性。總之實(shí)際測量時,應(yīng)根據(jù)測量方案合理選擇平均因子和IFBW,才能使測試精度和速度得到優(yōu)化。

3.2 幅相漂移

隨著現(xiàn)代儀表技術(shù)的發(fā)展,接收機(jī)和信號源已經(jīng)具有良好的幅度和相位穩(wěn)定性,但測量系統(tǒng)中配置的RF電纜,由于暗室環(huán)境溫度的改變會產(chǎn)生電長度的變化,從而引起接收機(jī)幅相信號的漂移?！癟ie掃描”已成為克服系統(tǒng)熱漂移的標(biāo)準(zhǔn)方法。通常Tie掃描是在近場掃描測量完成后進(jìn)行。事實(shí)上,Tie掃描只是在近場掃描面上預(yù)先確定的位置進(jìn)行一系列附加的測量,以便可以對近場測量數(shù)據(jù)的不同區(qū)域進(jìn)行相位和幅度的調(diào)整。以平面近場測量為例,如果探頭的運(yùn)動方式為沿垂直方向(列)掃描,沿水平方向(行)步進(jìn),則對于每一列而言,探頭運(yùn)動的時間相對較短,因而可近似忽略由于接收機(jī)的幅相漂移所引入的誤差。然而,對于每一行而言,探頭由一個取樣點(diǎn)運(yùn)動到另一個取樣點(diǎn)所需時間相對較長,尤其是當(dāng)兩個取樣點(diǎn)的距離較遠(yuǎn)時,所需時間則更長。在這種情況下,接收機(jī)的幅相漂移便會給近場測量數(shù)據(jù)引入一定的幅相誤差。為了控制和減小這一誤差,可以在探頭全程掃描結(jié)束后,對掃描面上的某一行或多行進(jìn)行附加掃描測量,進(jìn)而對近場測量數(shù)據(jù)進(jìn)行相位和幅度的修正和調(diào)整。

多通道多波束掃頻測量時,將間距小于λ/2的主柵格分成S(S=通道數(shù)*極化數(shù)*波束狀態(tài)*頻率數(shù))個子區(qū)間。在雙向掃描時,相鄰兩行的S子區(qū)間的掃描順序是反序的。仍以垂直掃描水平步進(jìn)為例,掃描時Y軸每個柵格被分成S個子區(qū)間進(jìn)行采樣。按常規(guī)的Tie掃描方法,在測試掃描完成后,應(yīng)在掃描面的中間行沿X軸進(jìn)行附加掃描。由圖5可知,Tie掃描將X軸主柵格分成了S個子區(qū)間。隨著子區(qū)間的順序增加,Tie掃描測試點(diǎn)與近場測試柵格點(diǎn)偏離越來越大,該數(shù)據(jù)已不能用于近場數(shù)據(jù)的幅相漂移修正。為解決這一矛盾,使Tie掃描適合于多通道多波束掃頻近場測量,我們將Tie掃描與定點(diǎn)監(jiān)測概念相結(jié)合,即定點(diǎn)Tie掃描法。該方法的主要思想是:在近場掃描完成后將探頭定位到Tie掃描的位置,對于每個柵格點(diǎn),分別完成S個狀態(tài)的測試,測試再步進(jìn)到下一柵格點(diǎn),注意在測試過程中探頭是靜止不動的,從而避免了采樣點(diǎn)位置的偏差。

圖5 多通道多波束掃頻測量X-Y柵格與Tie掃描柵格偏

不失一般性,設(shè)近場掃描面共有M行N列(M和N均為奇數(shù)),其中第m0行為中心行。對于狀態(tài)Si探頭在掃描面上作全程掃描測量時第m行第n列所對應(yīng)的取樣點(diǎn)處探頭的接收信號為bi0(m,n),m=1,2,…,M;n=1,2,…,N;i=1,2,…,S。而定點(diǎn)Tie掃描測量掃描面的中心行(第m0行),對于狀態(tài)Si設(shè)Tie掃描所測得的第n列對應(yīng)的取樣點(diǎn)處探頭接收信號為b′i0(m0,n),n=1,2,…,N;i=1,2,…,N;i=1,2,…,S,則修正后第m行第n列所對應(yīng)的取樣點(diǎn)處探頭的接收信號b″i0(m,n)為

3.3 位置誤差

在多通道多波束掃頻近場測量中,測量子區(qū)間的劃分是以采樣?xùn)鸥顸c(diǎn)為依據(jù)的,柵格點(diǎn)的定位精度直接影響近遠(yuǎn)場變換的精度[6]。從理論上講FFT變換要求測量均勻間隔的離散柵格點(diǎn)處的場,但實(shí)際中由于機(jī)械定位精度的限制,必定存在探頭位置誤差。如果我們能夠采用某種算法,在探頭位置誤差已知的情況下(探頭位置誤差可由精度更高的激光測量系統(tǒng)確定),由實(shí)際測量到的近場幅度和相位恢復(fù)出均勻間隔的離散柵格點(diǎn)處場的幅度和相位,然后再進(jìn)行FFT變換并進(jìn)行探頭補(bǔ)償,則會提高所得到的天線遠(yuǎn)場的精度,這一過程便是對探頭位置誤差進(jìn)行修正的過程[7-8]。本文所采用的探頭位置誤差修正算法是插值與迭代相結(jié)合的方法。設(shè)理論近場柵格點(diǎn)的位置矢為r0,相應(yīng)的位置誤差為δr,首先根據(jù)實(shí)際測得的電場E(r0+δr),通過插值求得理論近場柵格點(diǎn)r0處的近似電場～Er0;然后由平面波展開理論計(jì)算近似平面波譜～A(kx,ky),并進(jìn)行迭代使～A(k x,k y)逐漸接近于理論平面波譜～A(kx,ky),從而恢復(fù)出理想柵格點(diǎn)處的電場E(r0).

由平面波展開理論有

對式(3)中的 ejk·δr進(jìn)行 Taylor展開 ,有

將式(4)代入式(3),得

對探頭位置誤差進(jìn)行修正的實(shí)質(zhì)就是由實(shí)際測得的電場E(r0+δr)恢復(fù)出理想柵格點(diǎn)處的電場E(r0).由式(5)不難看出,如果平面波譜A(kx,ky)能夠精確求出,那么利用式(5)即可求出理論近場E(r0).算法具體步驟如下:

1)插值處理:為保證對位置誤差進(jìn)行一次修正過程中由實(shí)際測量近場得到的近似平面波譜能盡量好地接近理論平面波譜,從而保證求出的一次修正近場能較好地接近理論近場,我們先對實(shí)際測得的近場進(jìn)行插值,由實(shí)際測得的近場E(r0+δr)求出理論近場柵格點(diǎn)r0處的近似電場～E(r0).

因?yàn)樘炀€產(chǎn)生的電磁場的平面波譜與天線的遠(yuǎn)場方向圖有著直接的對應(yīng)關(guān)系。對窄波束低副瓣天線而言,如果它的最大輻射方向?yàn)閗0,則在它產(chǎn)生的電磁場的平面波譜中,k0方向的譜含量占絕對優(yōu)勢。作為零階近似,在分析該天線的近場時,可以認(rèn)為它是沿k0方向傳播的平面波。

如圖6所示,過實(shí)際近場測量點(diǎn)A作掃描面z=d的垂線,并與掃描面交于B點(diǎn),過 A點(diǎn)沿-k 0方向作射線與掃描面z=d交于C點(diǎn)。顯然r′與r0所對應(yīng)的點(diǎn)均位于掃描面z=d上。設(shè)θ為k 0與掃描面z=d所成的夾角,則由 sinθ=,得 δr′=故有

圖6 探頭位置誤差示意圖

將E(r′)在掃描面z=d上插值,求出理論近場柵格點(diǎn)r 0處的近似電場～E(r 0).

2)由理論近場柵格點(diǎn)r0處的近似電場～E(r0)計(jì)算近似平面波譜～A(kx,ky).

由平面波展開理論,有

3)用近似平面波譜～A(kx,ky)代替理論平面波譜A(kx,ky),計(jì)算式(5)最右邊的積分修正項(xiàng),用～A(k x,k y)代替A(k x,ky),則有

4)求出一次修正近場～E(1)(r0)

將式(9)中所計(jì)算的修正項(xiàng)代入式(5),即可求出一次修正近場～E(1)(r0).

5)循環(huán)迭代

將所求出的一次修正近場代入式(8),求出近似平面波譜,并用近似平面波譜代替理論平面波譜,由式(9)計(jì)算出修正項(xiàng),最后將求出的修正項(xiàng)代入式(5),即可求得二次修正近場～E(2)(r0).如此反復(fù)迭代,即可求得滿足精度要求的修正近場。

4.測試實(shí)例

根據(jù)圖1近場測量系統(tǒng)配置,我們對某機(jī)載多通道天線進(jìn)行了掃頻測量,測試通道數(shù)為3,極化狀態(tài)為1,頻率點(diǎn)數(shù)為11。一次掃描完成33個方向圖測量。天線口徑150 mm×100 mm,頻率范圍12～18 GHz。采樣間隔8 mm(小于頻率為18 GHz時的λ/2),取變換后的可信角域?yàn)?0度,則近場掃描柵格為55×49,掃描面尺寸為440 mm×392 mm;采用垂直掃描水平步進(jìn)方式,探頭的掃描速度設(shè)定為100 mm/s,由于受探頭起停階段加速或減速影響,每列實(shí)際掃描時間為5 s,水平步進(jìn)時間為1 s,因而整個近場掃描時間約為5 min。該測量方案比較簡單,根據(jù)第二節(jié)的分析,測量速度僅取決于探頭的掃描速度。通過測試前對系統(tǒng)動態(tài)范圍的適當(dāng)調(diào)整和測試后的Tie掃描校正以及位置誤差補(bǔ)償,在保證近場測量精度的同時,與單通道單頻點(diǎn)近場測量相比測試效率提高了32倍。圖7為某機(jī)載天線第二通道,11個頻率的遠(yuǎn)場方向圖疊加。圖8為中心頻率15 GHz時三個通道方向圖比較。

圖8 中心頻率三通道遠(yuǎn)場方向圖比較

5.結(jié) 論

隨著近場掃描架機(jī)械尺寸的增加,加工和控制精度的提高,近場測量的掃描速度也隨之加快。探頭的移動受到機(jī)械穩(wěn)定性的限制,因此,對于大型天線的測試,總的掃描時間仍然需要幾個小時。由于高速綜合信號源和接收機(jī)的出現(xiàn),使得掃描架能夠以最快的速度運(yùn)行,并在探頭連續(xù)運(yùn)動中實(shí)現(xiàn)多頻點(diǎn)、多波束、多端口或者波束掃描的近場測量,明顯地提高了測試效率。PNA系列網(wǎng)絡(luò)分析儀以其快速的掃描能力、寬動態(tài)范圍、低跡線噪聲和靈活的連接能力,為現(xiàn)代天線和RCS測量提供了有力的技術(shù)保障。本文所討論的系統(tǒng)配置和精度分析,在保證測量精度的同時,實(shí)現(xiàn)了多通道多波束掃頻近場測量,有效地降低了測量時間。

[1] ALLEN C.NEWELLl.Current state-of-the-art in near-field antenna measurements[C]//IEEE Antennas&Propagation Society International Symposium,Boston,USA 2001.2001 Digest Volume 4:420-423.

[2] SWANSTROM J,PUII J,KWAN B,et al..Antenna and RCS measurement configurations using Agilent's new PNA network analyzers[C]//AMTA Proceedings,California,USA 2003.25th AMTA Annual Meeting&Symposium(AMTA 2003):573-579.

[3] SWANSTROM J.新型天線測試配置降低總測量測試時間[J].世界電子元器件,2005,(3):72-76.SWANSTROM J.Using pattern of antenna testing to reduce the testing time[J].Global Electronics China,2005,(3):72-76.(in Chinese)

[4] Agilent understanding and improving network analyzer dynamic range,Application Note 1363-1[DB/OL].Agilent Technologies Printed in USA 09/00 5980-2778EN.http://cp.literature.agilent.com/litweb/pdf/5980-2778EN.pdf

[5] FRANCIS M H,NEWELL A C,et al.Planar nearfield measurements of low-sidelobe antennas[J].Journal of Research of the National Institute of Standards and Technology,1994,99(2):14-167.

[6] HESS D W,MOREHEAD D R,MANNING S J.Speed and accuracy for near-field scanning measurements[DB/OL].http://www.mi-technologies.com/literature/mit8.pdf.

[7] 于 丁.平面近場輻射及散射測量關(guān)鍵問題研究[D].西安:西安電子科技大學(xué),2004

[8] 張福順.超低副瓣天線平面近場測量誤差分析與補(bǔ)償技術(shù)研究[D].西安:西安電子科技大學(xué),1999.