劉詩(shī)源

文章編號(hào)：1671?251X（2024）04?0159?10 ?DOI：10.13272/j.issn.1671-251x.2023090089

摘要：針對(duì)單相級(jí)聯(lián) H橋整流器的電力電子設(shè)備在煤礦場(chǎng)景下運(yùn)行過(guò)程中直流側(cè)存在二次電壓紋波，導(dǎo)致網(wǎng)側(cè)電流畸變、電容值漂移等問(wèn)題，通過(guò)分析單相級(jí)聯(lián) H橋整流器直流側(cè)二次電壓紋波的形成原因，提出了一種基于分裂電容不相等的獨(dú)立型解耦拓?fù)涞膬?yōu)化控制方法。該方法通過(guò)在電容兩端疊加二倍工頻的電壓來(lái)抵消二次電壓紋波，實(shí)現(xiàn)了直流側(cè)二次電壓紋波的有效抑制。針對(duì)3種基于構(gòu)造二次電壓的解耦方式（直流分裂電容值不等，直流電壓分量相等；直流分裂電容值不等，且直流電壓分量也不等；直流分裂電容值相等，直流電壓分量不等）進(jìn)行了參數(shù)設(shè)計(jì)和控制策略的研究，并通過(guò)分析參數(shù)對(duì)二次電壓幅值的影響，確定了最優(yōu)的參數(shù)取值范圍，以實(shí)現(xiàn)有效的功率解耦，并減小電容值，降低設(shè)備體積和成本。仿真結(jié)果表明：①在0.2 s 時(shí)加入分裂電容的獨(dú)立型解耦拓?fù)洌⊿C?IAPD）電路，基于解耦方式2的?SC?IAPD 電路控制方法、基于解耦方式2的?SC?IAPD 電路的優(yōu)化控制方法、基于解耦方式1的?SC?IAPD 電路控制方法的直流側(cè)輸出電壓紋波都控制在1～1.5 V，說(shuō)明對(duì)稱半橋解耦電路可有效抑制直流電壓波動(dòng)，同時(shí)在負(fù)荷變化時(shí)具有良好的解耦性能。②在輕載切重載的情況下，基于解耦方式2的?SC?IAPD 電路的優(yōu)化控制方法能快速跟隨負(fù)載變化，實(shí)現(xiàn)紋波的抑制，具有更強(qiáng)的帶載能力和更佳的解耦效果。而在重載切輕載的情況下，基于解耦方式1的?SC?IAPD 電路控制方法能夠更好地實(shí)現(xiàn)解耦性能，將電壓紋波控制在1 V 以內(nèi)。如果考慮電容值的最小化，基于解耦方式2的?SC?IAPD 電路的控制方法則更具優(yōu)勢(shì)。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明：①負(fù)載突變前，傳統(tǒng)控制方法和基于二次電壓的解耦控制方法都能有效抑制直流側(cè)的電壓紋波，但基于二次電壓的解耦控制方法在抑制電壓紋波方面效果更佳，使直流側(cè)的電壓紋波更小。②負(fù)載突變后，傳統(tǒng)控制方法無(wú)法維持直流側(cè)電壓的穩(wěn)定性，出現(xiàn)較大的震蕩，失去穩(wěn)定性。

關(guān)鍵詞：煤礦電網(wǎng)諧波；級(jí)聯(lián) H 橋整流器；二次電壓紋波；分裂電容；紋波抑制；解耦中圖分類(lèi)號(hào)：TD611 ?文獻(xiàn)標(biāo)志碼：A

Research on decoupling control method for single-phase cascade H-bridge rectifier in coal mine scenarios

LIU Shiyuan

（College of Applied Science and Technology， Beijing Union University， Beijing 100101， China）

Abstract： In response to the problems of secondary voltage ripple on the DC side of single-phase cascade H- bridge rectifiers during operation in coal mine scenarios， such as grid side current distortion and capacitance drift， this paper analyzes the causes of secondary voltage ripple on the DC side of single-phase cascade H-bridge rectifiers and proposes an optimization control method based on an independent decoupling topology with unequal split capacitors. This method effectively suppresses the secondary voltage ripple on the DC side by overlaying twice the power frequency voltage on both ends of the capacitor to counteract the secondary voltage ripple. A study is conducted on parameter design and control strategies for three decoupling methods based on constructing secondary voltage （DC split capacitor with unequal capacitance values and equal DC voltage components; DC split capacitor with unequal capacitance values and unequal DC voltage components; DC split capacitor withequal capacitance values and unequal DC voltage components）. By analyzing the influence of parameters on the amplitude of secondary voltage， the optimal parameter range is determined to achieve effective power decoupling， reduce capacitance values， and lower equipment volume and cost. The simulation results show the following points.① The split capacitor IAPD （SC-IAPD） is added at 0.2 s， SC-IAPD circuit control method based on decoupling method 2， SC-IAPD circuit optimization control method based on decoupling method 2， and SC-IAPD circuit control method based on decoupling method 1 all control the DC side output voltage ripple at 1-1.5 V. This indicates that the symmetrical half bridge decoupling circuit can effectively suppress DC voltage fluctuations and has good decoupling performance when load changes.② In the case of light load switching to heavy load， the optimized control method of SC-IAPD circuit based on decoupling method 2 can quickly follow the changes in load， achieve ripple suppression， and?have stronger load carrying capacity and better decoupling effect. In the case of heavy load switching to light load， the SC-IAPD circuit control method based on decoupling method 1 can better achieve decoupling performance， controlling voltage ripple within 1 V. If we consider minimizing the capacitance value， the control method of SC-IAPD circuit based on decoupling method 2 is more advantageous. The experimental results show the following points.① Before the sudden change of load， both traditional control methods and decoupling control methods based on secondary voltage can effectively suppress the voltage ripple on the DC side. However， decoupling control methods based on secondary voltage have better effects in suppressing voltage ripple， resulting in smaller voltage ripple on the DC side.② After a sudden change in load， traditional control methods cannot maintain the stability of the DC side voltage， resulting in significant oscillations and loss of stability.

Key words： coal mine power grid harmonics; cascade H-bridge rectifier; secondary voltage ripple; split capacitor; ripple suppression; decoupling

0引言

煤礦負(fù)荷多為大功率交直流傳動(dòng)設(shè)備，需消耗電網(wǎng)里大量的無(wú)功功率，且大容量、高功率非線性電力電子裝置的廣泛引用，使煤礦電網(wǎng)諧波問(wèn)題越來(lái)越嚴(yán)重。在煤礦場(chǎng)景下通常采用無(wú)功補(bǔ)償方法解決上述問(wèn)題，具有無(wú)功補(bǔ)償功能的設(shè)備包括靜止同步補(bǔ)償器（Static Synchronous Compensator， STATCOM））、靜止無(wú)功發(fā)生器（Static Var Generator， SVG）、儲(chǔ)能變流器（Power Conversion System， PCS）及高壓變頻器等，其核心組成部分為電力電子變換器[1-2]。隨著礦井自動(dòng)化及智能化的不斷發(fā)展，為了滿足電力調(diào)峰、輔助動(dòng)態(tài)運(yùn)行、系統(tǒng)調(diào)頻及防爆的需要，對(duì)電力電子變換器的靈活可控性、高效性及可靠性提出了更高要求[3]。

多電平變換器以其在交直流電源轉(zhuǎn)換上的靈活性和高度的可控性，廣泛應(yīng)用于煤礦場(chǎng)景下的各類(lèi)電力電子設(shè)備中[4-5]。傳統(tǒng)的兩電平或三電平變換器雖然可以采用器件串聯(lián)和功率單元并聯(lián)等技術(shù)提高多電平輸出，進(jìn)一步擴(kuò)展應(yīng)用場(chǎng)合，但會(huì)帶來(lái)設(shè)計(jì)復(fù)雜、均流困難及可靠性低等問(wèn)題[6-7]。單相級(jí)聯(lián) H 橋變換器（Single-phase Cascaded H-Bridge Rectifier， SCHBR）因其易于模塊化、輸出波形質(zhì)量好和易于輸出多電平等優(yōu)點(diǎn)，被廣泛應(yīng)用于可再生能源及煤礦電力系統(tǒng)等領(lǐng)域[8-9]。然而 CHBR 的固有工作特性會(huì)導(dǎo)致直流側(cè)存在較大的二次電壓紋波，從而降低系統(tǒng)效率及設(shè)備壽命[10]。

為了提高電力電子變換器在煤礦應(yīng)用場(chǎng)景下的穩(wěn)定性，國(guó)內(nèi)外學(xué)者從 SCHBR 直流側(cè)二次電壓紋波抑制和拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)方面展開(kāi)研究。在 SCHBR 直流側(cè)

二次電壓紋波抑制方面，文獻(xiàn)[11]在各子模塊直流側(cè)并聯(lián)無(wú)源濾波網(wǎng)絡(luò)，加入 LC 諧振回路，以吸收直流側(cè)的二次功率脈動(dòng)，產(chǎn)生穩(wěn)定的直流側(cè)電壓，但存在系統(tǒng)整體體積較大、效率較低、使用壽命較短的缺點(diǎn)[12-13]。文獻(xiàn)[14]通過(guò)把3倍頻零序電壓疊加到調(diào)制波上，使2倍頻波動(dòng)轉(zhuǎn)換為幅值更低的4倍頻波動(dòng)，從而實(shí)現(xiàn)對(duì) SCHBR 直流側(cè)二次電壓紋波的抑制，然而該方法會(huì)引起網(wǎng)側(cè)電流畸變。文獻(xiàn)[15]提出了一種基于構(gòu)造基頻電壓的控制方法，在2個(gè)分裂電容上施加直流偏置，并疊加1個(gè)幅值相等但相位相反的基頻交流分量的電壓，實(shí)現(xiàn)功率解耦，但直流側(cè)會(huì)衍生出基頻脈動(dòng)功率，且網(wǎng)側(cè)輸入電流含有直流分量和二次諧波，極大地降低了系統(tǒng)的電能質(zhì)量和效率[16]。在拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)方面，有學(xué)者提出了附加開(kāi)關(guān)器件電路的有源功率解耦（Active Power Decoupling，APD）方案[17-19]，以實(shí)現(xiàn)對(duì)直流側(cè)二次電壓紋波的抑制和提高能量轉(zhuǎn)換系統(tǒng)的效率[20]。文獻(xiàn)[21]通過(guò)在多電平直流/直流變換器中加入小型飛跨電容，來(lái)實(shí)現(xiàn)升壓操作和二次功率紋波補(bǔ)償，使典型的直流/直流變換器實(shí)現(xiàn)主動(dòng)功率解耦控制，無(wú)需額外組件，從而降低體積、成本和變換器損耗。該控制方法具有良好的解耦效果，但是分裂電容由于介質(zhì)損耗、濕度和時(shí)間效應(yīng)等因素，會(huì)導(dǎo)致電容值發(fā)生漂移，盡管能補(bǔ)償二次脈動(dòng)功率，但直流側(cè)會(huì)衍生出基頻脈動(dòng)功率。

上述研究雖然實(shí)現(xiàn)了功率解耦，但引入了網(wǎng)側(cè)電流畸變、電容值漂移等問(wèn)題，難以應(yīng)用于煤礦實(shí)際場(chǎng)景。針對(duì)上述問(wèn)題，本文提出了一種煤礦場(chǎng)景下 SCHBR 解耦控制方法。首先，建立 SCHBR 模型，分析了直流側(cè)二次電壓紋波的形成原因。然后，為抑制 SCHBR 的直流側(cè)二次電壓紋波，進(jìn)而減小礦用電力電子設(shè)備的體積，提出了基于構(gòu)造二次電壓解耦的控制策略，對(duì)3種基于構(gòu)造二次電壓的控制方法進(jìn)行了對(duì)比分析，并給出了其參數(shù)設(shè)計(jì)方法。最后，通過(guò)仿真驗(yàn)證了所提方法的可行性和有效性。

1礦用 SCHBR 直流電壓二倍頻波動(dòng)

SCHBR 廣泛應(yīng)用于煤礦級(jí)聯(lián) SVG、礦用應(yīng)急儲(chǔ)能系統(tǒng)等場(chǎng)景中，以基于分裂電容的獨(dú)立型解耦拓?fù)洌⊿plit ?Capacitor Independent Active PowerDecoupling，SC?IAPD）的礦用?SCHBR 主電路拓?fù)洌▓D1）為例，分析 SCHBR 的直流電壓二倍頻紋波產(chǎn)生的原因。圖1中，u 為網(wǎng)側(cè)電壓；i 為網(wǎng)側(cè)輸入電流；L1為濾波電感；C1，C2為直流分裂電容；uc1， uc2分別為 C1和 C2兩端電壓；ic1和 ic2分別為流經(jīng) C1和 C2的電流；L2為解耦電感；iL2為解耦電感電流；S11—S16，S21—S26為電力電子開(kāi)關(guān)元件絕緣柵雙極晶體管（Insulated GateBipolar Transistor， IGBT）；uf 為 L2兩端電壓；ud1，ud2為直流側(cè)電壓；R 為限流電阻。對(duì) SCHBR 直流側(cè)的二次脈動(dòng)功率進(jìn)行分析， H 橋的輸入功率為

式中：P 為網(wǎng)側(cè)功率；PL1為 L1的功率；P0為恒定功率；Pr 為紋波功率；U，I 分別為 u 和 i 的幅值；φ為電網(wǎng)電壓與網(wǎng)側(cè)電流之間的相角差；ω為電網(wǎng)的基頻； t 為時(shí)間；θ為 u 的初相角。

假設(shè)各級(jí)聯(lián) H 橋單元的直流側(cè)電壓相等，均為 ud，在未投入功率解耦拓?fù)鋾r(shí)，各單元直流側(cè)總瞬時(shí)功率為

Pd = N 2（C）d dtd（du2） ????（2）

式中：N 為級(jí)聯(lián)數(shù)；Cd 為2個(gè)分裂電容等效為1個(gè)的電容。

由功率守恒定律可知 Pin=Pd，則各級(jí)聯(lián) H 橋單元的直流側(cè)電壓為

式中 Ud 為直流電壓的恒定值。

從式（3）可看出，H 橋單元的直流側(cè)電壓 ud 包括穩(wěn)定分量和二次電壓紋波分量。二次電壓紋波分量產(chǎn)生的原因：①單相系統(tǒng)本身存在固有的二次脈動(dòng)功率。②煤礦網(wǎng)側(cè)電感引起功率波動(dòng)，其波動(dòng)程度受到交流側(cè)電源角頻率的影響。礦用 SCHBR 直流側(cè)二次電壓紋波會(huì)增加電容電流，使電容發(fā)熱，降低設(shè)備壽命，但如果通過(guò)增大電容容量來(lái)抑制二倍頻波動(dòng)，會(huì)增大設(shè)備體積與成本。

2基于?SC?IAPD 構(gòu)造的二次電壓解耦控制方法

目前礦用電力電子設(shè)備的傳統(tǒng)控制策略是在直流分裂電容值相等的理想情況下提出的，但在實(shí)際運(yùn)行中，如果分裂電容值發(fā)生偏差，會(huì)導(dǎo)致直流側(cè)電壓出現(xiàn)基頻脈動(dòng)。傳統(tǒng)的控制方法無(wú)法抑制直流側(cè)電壓的基頻脈動(dòng)，使得網(wǎng)側(cè)電流出現(xiàn)直流分量和二次諧波分量，影響系統(tǒng)的正常運(yùn)行。

在直流分裂電容的基準(zhǔn)電壓中引入二次諧波分量，可實(shí)現(xiàn)功率解耦控制，且對(duì)電容偏差不敏感。因此，本文將構(gòu)造二次電壓來(lái)修正電容電壓參考值的思想加入控制算法中，基本思想在2個(gè)分裂電容上施加直流偏置，并疊加1個(gè)幅值相等但相位相反的二倍頻交流分量的電壓，使其產(chǎn)生的二次功率來(lái)補(bǔ)償直流側(cè)的二次脈動(dòng)功率，避免出現(xiàn)基頻脈動(dòng)問(wèn)題。修正后的2個(gè)分裂電容電壓為

uc1= Ud1+ Uc sin（2ωt +δ）

（uc2= Ud2- Uc sin（2ωt +δ）

式中：Ud 1和 Ud2為分裂電容的直流電壓分量；Uc 為二次電壓幅值；δ為波動(dòng)電壓的初相位。

修正后流過(guò)電容 C1的電流 ic1和流過(guò)電容 C2的電流 ic2為

則?SC?IAPD 電路的瞬時(shí)功率?Pd 為

SC?IAPD 電路的瞬時(shí)功率不再包含一次功率分量，但含有2倍頻功率和小幅值的4倍頻功率。2倍頻功率對(duì)交流側(cè)的二次脈動(dòng)功率進(jìn)行補(bǔ)償，從而實(shí)現(xiàn)?SCHBR 直流側(cè)電壓紋波的抑制。4倍頻功率相較于2倍頻功率幅值很小，可忽略不計(jì)。

為了抵消二次脈動(dòng)功率，令式（1）和式（6）中的二次分量相等，可得

根據(jù)式（7）可知，在直流分裂電容上分別疊加電壓±Ucsin（2ωt+δ） ， 在不增加礦用電力電子設(shè)備體積的情況下，抑制了直流側(cè)二次電壓紋波，減小了電容發(fā)熱，增加了設(shè)備的可靠性。

3基于構(gòu)造二次電壓解耦的參數(shù)設(shè)計(jì)和控制策略

為了使分裂電容電壓滿足式（6），需采用特定的控制，消除礦用?SCHBR 的直流側(cè)二次電壓紋波。通過(guò)式（5）平衡?H 橋單元輸入功率的二次紋波，則其二次波動(dòng)分量不能為0，即?C1 Ud1?C2 Ud2≠0。為滿足該條件，可根據(jù)分裂電容值和直流偏置是否相等分為3種解耦方式，實(shí)現(xiàn)構(gòu)造二次電壓的解耦控制。

1）解耦方式1：C1≠C2，Ud1= Ud2。設(shè)直流偏置系數(shù)為0.5，2個(gè)分裂電容的直流電壓分量相等，即 Ud1= Ud2，僅使兩直流分裂電容值不相等，從而產(chǎn)生二次功率來(lái)補(bǔ)償交流側(cè)的脈動(dòng)功率，達(dá)到消除 SCHBR 直流側(cè)二次電壓紋波的目的。

2）解耦方式2：C1≠C2，Ud1≠Ud2。使2個(gè)分裂電容值不相等，同時(shí)通過(guò)調(diào)制使2個(gè)分裂電容的直流電壓分量也不相等，盡量增大?C1 Ud1?C2 Ud2的值，從而產(chǎn)生更大的二次紋波功率，去抵消交流側(cè)的脈動(dòng)功率，增強(qiáng)解耦性能和整流器的帶載能力。

3）解耦方式3：C1=C2，Ud1≠Ud2。保持2個(gè)分裂電容值相等，僅通過(guò)將直流偏置系數(shù)引入半橋?qū)ΨQ解耦電路控制中，使2個(gè)分裂電容的直流電壓分量不等，從而產(chǎn)生二次功率，以補(bǔ)償交流側(cè)的二次脈動(dòng)功率，達(dá)到抑制直流側(cè)紋波的目的。但直流偏置系數(shù)不能太大，且要滿足 Ud1+Ud2= Ud。該解耦方式前提是直流分裂電容值相等，但本文主要側(cè)重于研究存在電容偏差下的 APD 控制技術(shù)，因此不深入討論。

針對(duì)提出的3種解耦方式進(jìn)行參數(shù)設(shè)計(jì)和控制策略研究。假設(shè)兩直流分裂電容值不相等，且 C1= mC2，m 為分裂電容不匹配系數(shù)。且假設(shè)2個(gè)分裂電容的直流電壓 Ud 1和 Ud2滿足

式中 n 為直流偏置系數(shù)。

Ud 1和 Ud2應(yīng)大于0且小于 Ud，同時(shí)滿足 Ud1+Ud2= Ud，因此 n 滿足0≤n ≤1。

二次電壓幅值為

通過(guò)分析參數(shù) m 和 n 對(duì) Uc 的影響，選取合適的取值進(jìn)一步縮小電容值，減小礦用電力電子設(shè)備的體積。由于 Ud2+Uc

為分析不匹配系數(shù) m 對(duì)二次電壓幅值 Uc 的影響，設(shè)直流偏置系數(shù) n=0.5，2個(gè)分裂電容的直流電壓分量相等，即 Ud1= Ud2= Ud/2，忽略濾波電感損耗，根據(jù)式（9）得到 m 與 Uc 之間的關(guān)系曲線，如圖2所示。可看出隨著 m 增大，Uc 急劇下降。因此可通過(guò)選取適當(dāng)?shù)?m 來(lái)減小電容值。

為分析直流偏置系數(shù) n 對(duì)二次電壓幅值 Uc 的影響，設(shè)不匹配系數(shù) m=1，得到 n 與 Uc 之間的關(guān)系曲線，如圖3所示?？煽闯鲭S著 n 增大，Uc 增大， n>0.4時(shí) Uc 急劇上升，n=0.5時(shí) Uc 接近無(wú)窮大。 Uc 會(huì)導(dǎo)致對(duì)稱半橋電路上的電流應(yīng)力上升，不利于減小電容值，因此 n 應(yīng)盡量小。從上述分析可得，Uc 受到 m 和 n 2個(gè)因素的影響，而 m 與電容的真實(shí)狀態(tài)相關(guān)，因此，在設(shè)計(jì)功率解耦控制器之前，應(yīng)確定 n 的最優(yōu)選擇范圍。

以 n<0.5為例進(jìn)行分析。由式（8）可知 Ud1>Ud2，為使電路安全運(yùn)行，C1電壓最大值 Uc1.max 和 C2電壓最小值 Uc2.min 應(yīng)滿足：

將式（8）代入式（11），可得直流偏置系數(shù) n 的約束不等式：

忽略交流側(cè)電感的影響，可得直流偏置系數(shù) n 的最大值 nmax 和最小值 nmin 與不匹配系數(shù) m 的關(guān)系表達(dá)式：

nmax 和 nmin 隨 m 變化曲線如圖4所示?？煽闯鲭S著 m 從1.6增大到3，n 的取值范圍越來(lái)越大，越來(lái)越靈活。為保證系統(tǒng)在整個(gè) m 變化范圍內(nèi)正常工作，通常取 n 為 nmax 和 nmin 的平均值，即 n=0.32。

2個(gè)分裂電容電壓的最大值與直流偏置系數(shù)n 的關(guān)系為

將 n=0.32代入式（14），結(jié)合式（9），可得2個(gè)分裂電容電壓最大值與不匹配系數(shù) m 的關(guān)系曲線，如圖5所示?？煽闯?Uc1.max 始終大于 Uc2.max，并隨著 m 增大同比衰減。當(dāng) n=0.32時(shí)，保持分裂電容 C2合適的低電壓，有利于降低所需的電容值。此時(shí) m=2.5。

1）基于解耦方式2的2種控制方法。直接給定直流偏置系數(shù)?n 的?SC?IAPD 電路控制方法原理如圖6所示。其中ud（*）為參考直流電壓；ud 為實(shí)際直流電壓；Δud 為參考直流電壓與實(shí)際直流電壓的差值；Gv （s）為電壓環(huán)傳遞函數(shù)，s 為拉普拉斯算子；iL（*）2為解耦電感電流參考值；Gi （s）為電流環(huán)傳遞函數(shù)；S5， S6為開(kāi)關(guān)信號(hào)，mf 為選定的分裂電容不匹配系數(shù)。

為了抑制負(fù)載變化時(shí)直流側(cè)的電壓紋波，直流偏置系數(shù)?n 也會(huì)發(fā)生變化。針對(duì)該種直接給定直流偏置系數(shù)進(jìn)行構(gòu)造二次電壓的控制方法不夠靈活、魯棒性較差的缺點(diǎn)，本文研究了一種優(yōu)化控制方法，通過(guò)對(duì)二次電壓波動(dòng)進(jìn)行控制，可得跟隨負(fù)載變化的?n 參考值。?SC?IAPD 電路的優(yōu)化控制方法原理如圖7所示。其中Gn （s）為比例諧振控制器（Proportional Resonance Controller，PR）控制器；T2ω為角頻率為2ω的旋轉(zhuǎn)矩陣；K 為變換系數(shù)；z-n 為延遲。

式中：Kp 為比例系數(shù)；Kr 為諧振點(diǎn)處增益。

2）基于解耦方式1的控制方法。設(shè) n=0.5，即 Ud1= Ud2= Ud/2，僅使分裂電容值不等，即合理設(shè)計(jì)不匹配系數(shù) m，使電路產(chǎn)生的二次紋波功率來(lái)補(bǔ)償交流側(cè)的二次脈動(dòng)功率，達(dá)到消除 SCHBR 直流側(cè)二次電壓紋波的目的。

2個(gè)分裂電容滿足C1= mC2。設(shè) C1＞C2，則 m>1，為保證電路的安全運(yùn)行，C1電壓最大值 Uc1.max 和 C2電壓最小值 Uc2.min 應(yīng)滿足下式，且滿足 m>2。

結(jié)合式（9），可得?Uc1.max 和?Uc2.min 與?m的關(guān)系，如圖8所示。可看出 Uc1.max 與 Uc2.min 關(guān)于 Ud/2對(duì)稱，并隨m增大而衰減，逐漸逼近對(duì)稱軸。

基于解耦方式1的?SC?IAPD 電路控制方法不對(duì)直流偏置系數(shù)?n 進(jìn)行控制，即?Ud1= Ud2= Ud/2，n=0.5。將?SCHBR 參數(shù)（表1）代入式（9）可得二次電壓幅值?Uc 隨不匹配系數(shù)m的變化趨勢(shì)，如圖9所示。可看出要保持分裂電容較低的Uc，當(dāng)較小電容值不變時(shí)，有利于降低較大電容值，節(jié)約功率解耦成本。因此 m=3.5，若 C2=300μF，則 C1=mC2=1.05 mF。此時(shí) Uc≈13 V，符合設(shè)計(jì)要求。

基于解耦方式1的?SC?IAPD 電路控制方法原理如圖10所示。該控制方法中解耦電感電流的給定值是由 PR 控制器直接從直流電壓紋波中提取的，無(wú)需經(jīng)過(guò)延時(shí)降頻環(huán)節(jié)，可獲得更快的響應(yīng)。該控制下2個(gè)分裂電容中較大電容值小于傳統(tǒng)控制方法，減小了礦用電力電子設(shè)備的體積和成本。

4基于構(gòu)造二次電壓解耦控制仿真和實(shí)驗(yàn)分析

4.1仿真分析

為了驗(yàn)證3種控制方法在不同煤礦應(yīng)用場(chǎng)景下的優(yōu)勢(shì)，在 Matlab/Simulink 中搭建相關(guān)仿真模型，仿真參數(shù)見(jiàn)表1。

針對(duì)3種基于構(gòu)造二次電壓解耦的控制方法，系統(tǒng)從切入?APD 控制到負(fù)載減半再到重載的相關(guān)輸出波形如圖11?圖13所示，其中?udc 為直流側(cè)電壓，ig 為交流側(cè)電流，uo 為?H 橋輸入電壓。

由圖11?圖13可看出，在0.2 s 時(shí)加入?SC?IAPD 電路，3種方法的直流側(cè)輸出電壓紋波都控制在1.0～1.5 V 左右，說(shuō)明對(duì)稱半橋解耦電路可有效抑制直流電壓波動(dòng)，同時(shí)在負(fù)荷變化時(shí)具有良好的解耦性能。在0.4 s 時(shí)將負(fù)載減小50%，圖11（a）中的電壓波動(dòng)為0.7 V，圖12（a）中的電壓波動(dòng)為1.1 V，圖13（a）中的電壓波動(dòng)為0.2 V，可看出方法2中直流偏置系數(shù)跟隨負(fù)載變化的解耦控制的紋波抑制效果不如其他2種控制方法。當(dāng)負(fù)載在0.6 s增加50%時(shí)，圖11（a）中系統(tǒng)經(jīng)過(guò)0.14 s 達(dá)到穩(wěn)態(tài)，電壓紋波為2.1 V，圖13（a）中系統(tǒng)經(jīng)過(guò)0.12 s 達(dá)到穩(wěn)態(tài)，電壓紋波為2.8 V，這2種方法的解耦效果近似，而圖12（a）中系統(tǒng)經(jīng)過(guò)0.08 s達(dá)到穩(wěn)態(tài)，電壓紋波僅為2.1 V，紋波與直流電壓比值小于3%，符合 MT/T 863—2000《礦用直流電源變換器》要求。

可見(jiàn)，在輕載切重載的情況下，方法2能快速跟隨負(fù)載變化，實(shí)現(xiàn)紋波抑制，具有更強(qiáng)的帶載能力和更佳的解耦效果。而在重載切輕載的情況下，直接給定偏置系數(shù)或只通過(guò)使分裂電容值不等的控制方法能夠更好地實(shí)現(xiàn)解耦性能，將電壓紋波控制在1 V 以內(nèi)。如果考慮電容值的最小化，控制方法1則更具優(yōu)勢(shì)。

4.2實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為驗(yàn)證所提控制方法的有效性，以煤礦應(yīng)急儲(chǔ)能系統(tǒng)的級(jí)聯(lián)?H 橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)為例，利用硬件在?RT? LAB 半實(shí)物仿真平臺(tái)搭建模型，硬件參數(shù)與仿真參數(shù)一致。根據(jù)上述仿真結(jié)果，選擇方法2進(jìn)行實(shí)驗(yàn)。傳統(tǒng)控制與本文控制方法下的直流輸出電壓、分裂電容電壓實(shí)驗(yàn)波形分別如圖14、圖15所示。

由圖14和圖15可看出，在負(fù)載突變前，傳統(tǒng)控制方法和本文控制方法都能對(duì)直流側(cè)的電壓紋波進(jìn)行抑制，但本文控制方法的解耦效果更佳，直流側(cè)的電壓紋波更小。在負(fù)載突變后，傳統(tǒng)控制方法控制下的直流側(cè)電壓udc 開(kāi)始出現(xiàn)較大的震蕩，失去穩(wěn)定；本文控制方法控制下的udc 經(jīng)過(guò)一個(gè)小的震蕩迅速達(dá)到穩(wěn)定狀態(tài)，且能有效抑制直流側(cè)電壓紋波。這說(shuō)明基于二次電壓的解耦控制方法所需的解耦電容值更小，具有更優(yōu)的動(dòng)態(tài)性能，且?guī)лd能力更強(qiáng)，當(dāng)負(fù)載增大時(shí)，仍保持良好的功率解耦性能。

5結(jié)論

1）基于構(gòu)造二次電壓的解耦控制方法能夠有效避免電容不匹配時(shí)直流側(cè)產(chǎn)生的基頻功率脈動(dòng)問(wèn)題，并實(shí)現(xiàn)對(duì)直流側(cè)電壓二次紋波的有效抑制，能夠在不同的工作條件下保持穩(wěn)定的解耦性能，確保電力電子變換器的可靠性和效率。

2）通過(guò)采用基于構(gòu)造二次電壓的解耦控制方法，要保持分裂電容較低的二次電壓幅值，當(dāng)較小容值電容不變時(shí)，有利于降低較大電容值，從而減小礦用電力電子設(shè)備的體積和成本。

3）基于構(gòu)造二次電壓的解耦原理，設(shè)計(jì)了3種不同的解耦控制方法，并優(yōu)化了控制參數(shù)。仿真結(jié)果表明，在0.2 s 時(shí)加入?SC?IAPD 電路，3種方法的直流側(cè)輸出電壓紋波都控制在1.0～1.5 V 左右，說(shuō)明對(duì)稱半橋解耦電路可有效抑制直流電壓波動(dòng)，同時(shí)在負(fù)荷變化時(shí)具有良好的解耦性能?？筛鶕?jù)不同的應(yīng)用場(chǎng)景選擇合適的控制策略。

4）在?MATLAB 仿真和?RT?LAB 半仿真平臺(tái)驗(yàn)證了所提方法的可行性和有效性?；诙坞妷旱慕怦羁刂品椒ㄏ滤璧慕怦铍娙葜蹈?，具有更優(yōu)的動(dòng)態(tài)性能，且?guī)лd能力更強(qiáng)，當(dāng)負(fù)載增大時(shí)仍保持良好的功率解耦性能。

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