薄天賜, 馬磊, 陳妍, 劉浩然, 彭林, 廖庸邑

(西南交通大學(xué) 電氣工程學(xué)院,四川 成都 611756)

0 引 言

單相級聯(lián)H橋整流器/變換器具備靈活性高、諧波含量少、容錯性強等優(yōu)點[1],已被廣泛應(yīng)用于電力電子變壓器(power electronic transformer,PET)[2-3]、光伏并網(wǎng)系統(tǒng)[4-5]等領(lǐng)域。單相級聯(lián)H橋整流器控制系統(tǒng)主要可以分成兩部分,即雙閉環(huán)控制(內(nèi)環(huán)、外環(huán))和電壓平衡控制。同單相脈沖寬度調(diào)制(pulse width modulation,PWM)整流器相似,雙閉環(huán)控制的目標(biāo)主要是保證系統(tǒng)單位功率因數(shù)運行以及直流側(cè)電壓恒定。電壓平衡控制則確保各模塊間的直流側(cè)電容電壓相互平衡。

在雙閉環(huán)控制中,電壓外環(huán)的控制對象為各模塊直流側(cè)電壓之和,通常采用一個比例積分(proportional-integral,PI)控制器進(jìn)行控制。而內(nèi)環(huán)控制方法可分為電流控制和功率控制兩種。其中,電流控制主要包括瞬態(tài)直接電流控制[6]、比例諧振(proportional resonant,PR)控制[7]、DQ解耦電流控制[8]等。瞬態(tài)直接電流控制結(jié)構(gòu)簡單,但不能無誤差跟蹤網(wǎng)側(cè)交流信號。PR控制能夠無誤差地跟蹤50 Hz網(wǎng)側(cè)電流信號,但對網(wǎng)壓頻率波動比較敏感。DQ解耦電流控制穩(wěn)態(tài)性能較好,但動態(tài)響應(yīng)速度較慢。

與電流控制不同,直接功率控制(direct power control,DPC)以網(wǎng)側(cè)有功功率和無功功率為控制對象,擁有控制結(jié)構(gòu)簡單、電流波形質(zhì)量高、響應(yīng)速度快等優(yōu)點[9],得到諸多學(xué)者的廣泛關(guān)注?；跍h(huán)開關(guān)表[10]的DPC是一種較為經(jīng)典的控制策略,其動態(tài)響應(yīng)快、魯棒性強。但該算法沒有使用調(diào)制器,這就導(dǎo)致系統(tǒng)開關(guān)頻率不固定、網(wǎng)側(cè)電流諧波分布較廣,很難通過設(shè)計濾波器來消除諧波。為解決開關(guān)頻率不固定問題,PWM技術(shù)被引入到直接功率控制當(dāng)中,實現(xiàn)了定頻DPC[11-12]。文獻(xiàn)[11]提出了一種恒頻滯環(huán)DPC算法,該算法固定了開關(guān)頻率,并提高了整流器系統(tǒng)在網(wǎng)壓畸變下的穩(wěn)態(tài)性能。功率前饋解耦DPC方法[12]用2個PI控制器對有功和無功功率進(jìn)行解耦控制,并通過調(diào)制產(chǎn)生PWM信號。該方法系統(tǒng)開關(guān)頻率固定,并在一定程度上改善了動態(tài)性能。然而,在傳統(tǒng)功率前饋解耦控制框架下只能夠得出調(diào)制信號的dq軸分量。要得到靜態(tài)坐標(biāo)系下的調(diào)制信號仍然需要αβ/dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)逆變換,這就限制了動態(tài)性能的提升[13]。

另一方面,無論電流控制還是功率控制,其實現(xiàn)都依賴于網(wǎng)側(cè)電壓的提取,需要獲取網(wǎng)壓的幅值和相位等信息。網(wǎng)壓信息一般通過網(wǎng)側(cè)電壓傳感器和鎖相環(huán)(phase locked loop,PLL)來獲取。實際工程中,在設(shè)備處安裝網(wǎng)壓傳感器會使得布線方案更為復(fù)雜[14]、硬件成本變高。并且實際工況復(fù)雜,網(wǎng)壓傳感器容易發(fā)生故障,進(jìn)而導(dǎo)致控制系統(tǒng)崩潰,影響設(shè)備和人身安全。因此,無網(wǎng)側(cè)電壓傳感器控制[15-21]受到了國內(nèi)外學(xué)者的廣泛關(guān)注。文獻(xiàn)[15]以三相整流器為對象,提出了一種基于單位功率因數(shù)的網(wǎng)壓信號直接估算方法,但該方法在負(fù)載變化時難以穩(wěn)定運行。文獻(xiàn)[16]提出了一種基于線電流計算的網(wǎng)壓估算方法,但該方法涉及對電流信號的微分運算,容易產(chǎn)生噪聲,增加了控制回路的失真。而虛擬電網(wǎng)磁鏈信號對測量的干擾有良好抑制作用,所以基于虛擬磁鏈觀測器的整流器無電網(wǎng)電壓傳感器控制更具實用價值[17]。虛擬磁鏈構(gòu)建的過程中需要對整流器網(wǎng)側(cè)輸入電壓進(jìn)行積分處理,但使用純積分環(huán)節(jié)會存在積分初值和直流偏置問題。為解決積分初值問題,傳統(tǒng)方法采用一階低通濾波器(low-pass filter,LPF)[18]替代純積分環(huán)節(jié)。但該方法會造成磁鏈估計值幅值衰減和相位偏移,且直流分量抑制效果較差。文獻(xiàn)[17]提出了初始磁鏈估算的方法,可以較為準(zhǔn)確地觀測虛擬磁鏈,并能夠抑制電流過沖。文獻(xiàn)[19]和文獻(xiàn)[20]分別采用了一個二階低通濾波器和3個串聯(lián)的一階低通濾波器來替代純積分環(huán)節(jié),均能應(yīng)對傳統(tǒng)方法所存在的問題。上述方法都是基于低通濾波器來設(shè)計的,對低頻和直流分量的濾除效果受到一定的限制。文獻(xiàn)[21]將一階低通濾波器和一階高通濾波器串聯(lián)得到帶通濾波器進(jìn)行磁鏈估算,能夠有效濾除輸入側(cè)直流分量并能解決積分初值問題,但該方法存在穩(wěn)態(tài)誤差需要另外加入補償環(huán)節(jié)。此外,上述方法大多應(yīng)用在三相整流器或單相PWM整流器上,而對單相級聯(lián)H橋整流器的研究較少,有必要做進(jìn)一步的研究。

針對上述問題,本文以單相級聯(lián)H橋整流器(cascaded H-bridge rectifier,CHBR)為研究對象,提出一種基于虛擬磁鏈估計的改進(jìn)型無網(wǎng)壓傳感器直接功率控制方法,可分為兩部分,第一部分提出改進(jìn)型虛擬磁鏈觀測器,第二部分提出改進(jìn)型直接功率控制。所提磁鏈觀測器利用帶通濾波器進(jìn)行磁鏈估算,能有效抑制低頻和直流分量,提高觀測器精度且不需要額外的補償環(huán)節(jié)。改進(jìn)型直接功率控制方法取消坐標(biāo)變換,不需要網(wǎng)壓相位信息,簡化控制結(jié)構(gòu)并改善了系統(tǒng)動態(tài)性能。最后,通過實物實驗平臺,與已有方法進(jìn)行對比,驗證所提方法的優(yōu)越性能。

1 基于CHBR的虛擬磁鏈觀測器

1.1 CHBR模型描述

N模塊的單相級聯(lián)H橋整流器的電路拓?fù)淙鐖D1所示。圖中,ug、ig、L、R分別代表網(wǎng)側(cè)電壓、網(wǎng)側(cè)電流、網(wǎng)側(cè)等效電感和電阻;uabi(i=1,2,…,N)、uab為第i個H橋模塊的網(wǎng)側(cè)輸入電壓和總網(wǎng)側(cè)輸入電壓。Ti1～Ti4分別為第i個H橋的4個IGBT模塊;udci、Cdi、RLi則分別代表第i個H橋模塊的直流側(cè)電壓、支撐電容以及負(fù)載電阻。

圖1 單相CHBR電路拓?fù)銯ig.1 Topology of single-phase CHBR

首先,定義理想開關(guān)函數(shù)為:

(1)

(2)

定義如下的開關(guān)函數(shù)Si為

Si=Sia-Sib。

(3)

在整流器網(wǎng)側(cè)列寫基爾霍夫電壓方程有

(4)

由CHBR的性質(zhì)可得:

(5)

一般網(wǎng)側(cè)等效電阻R很小,可忽略不計,將式(5)代入式(4)中得

(6)

與三相系統(tǒng)不同,單相CHBR網(wǎng)側(cè)信號缺少一個自由度,因此無法直接獲得網(wǎng)側(cè)有功和無功功率。本文采用二階廣義積分[14](second-order generalized integrators,SOGI)的方法來構(gòu)建ug和ig的有功和無功分量。經(jīng)過SOGI,ug和ig在αβ坐標(biāo)下各分量為:

(7)

(8)

式中:ugα、ugβ、igα、igβ分別為ug、ig的有功(α軸)分量和無功(β軸)分量;Ugm、Igm分別代表ug和ig的幅值;ω為網(wǎng)壓基波角頻率;φ為ug和ig之間的相位差。

1.2 虛擬磁鏈估算原理

借鑒交流電機的磁鏈估算方法,可將整流器網(wǎng)側(cè)等效為虛擬電動機,網(wǎng)壓ug即為虛擬磁鏈的微分值。對式(6)的兩端同時積分可以得到虛擬磁鏈在αβ坐標(biāo)系下的方程為[19]:

(9)

式中:ψα、ψβ代表虛擬網(wǎng)壓磁鏈的α、β軸分量;uabα、uabβ為總網(wǎng)側(cè)輸入電壓的α、β軸分量。

由式(9)可知,若要得到虛擬磁鏈,須對uab的α、β軸分量進(jìn)行積分,這就意味著需要實時地獲取uab的信息。最簡單的方法就是在網(wǎng)側(cè)輸入端安裝傳感器,直接測得uab的值。但這無疑增加了硬件成本,并違背了少傳感器控制的初衷。為此,本文采用混合邏輯動態(tài)(mixed logic dynamic,MLD)模型的方法來重構(gòu)網(wǎng)側(cè)輸入電壓uab。

由式(5)可知,Si和udci相乘得到uab,而udci可以通過電壓傳感器采樣得到,所以求取開關(guān)函數(shù)Si是得到uab的關(guān)鍵。CHBR系統(tǒng)有著連續(xù)的電流、電壓信號和離散的開關(guān)信號,是一個典型的混合系統(tǒng)。在整流器系統(tǒng)中,決定系統(tǒng)狀態(tài)的是IGBT的開關(guān)狀態(tài)和網(wǎng)側(cè)電流方向。定義si1～si4為第i個H橋模塊所對應(yīng)4個開關(guān)管的邏輯狀態(tài)值,1為導(dǎo)通,0為關(guān)斷?？紤]到所有的開關(guān)狀態(tài)和網(wǎng)側(cè)電流方向,將與之對應(yīng)的開關(guān)函數(shù)列于表1。

表1 不同條件下的開關(guān)函數(shù)Table 1 Switching functions under different conditions

定義如下輔助變量:

(10)

用卡諾圖法推導(dǎo)表1數(shù)據(jù)可以得到開關(guān)函數(shù)Sia、Sib邏輯關(guān)系表達(dá)式[22]為:

(11)

由式(11)知,若能獲得si2～si4的值,便能估算出uab。整流器各個IGBT的驅(qū)動信號一般由數(shù)字信號處理器(digital signal processor,DSP)的調(diào)制模塊得來,可以通過讀取相關(guān)寄存器獲得各功率器件的驅(qū)動信號,繼而得到各個功率器件的開關(guān)通斷狀態(tài)。傳統(tǒng)的開關(guān)函數(shù)重構(gòu)技術(shù)通常忽略了條件轉(zhuǎn)換對建模的影響,而基于MLD模型的重構(gòu)技術(shù)綜合考慮了控制躍遷和條件躍遷,能夠建立更精確的模型。

得到uab后,理論上需對其α、β軸分量積分以求取虛擬磁鏈,但純積分運算需要考慮積分初值問題,否則會因引入直流偏置量而使估算磁鏈?zhǔn)?zhǔn),甚至導(dǎo)致系統(tǒng)難以啟動。為解決積分初值問題,較為常用的方法是采用一階LPF來代替純積分環(huán)節(jié)。在如圖2所示的虛擬磁鏈觀測器中,傳統(tǒng)方法的傳遞函數(shù)為

圖2 虛擬磁鏈觀測器結(jié)構(gòu)圖Fig.2 Diagram of virtual flux observer

(12)

式中ω0為濾波器帶寬。由文獻(xiàn)[19]可知,傳統(tǒng)虛擬磁鏈估算方法存在幅值衰減和相位偏移問題,會導(dǎo)致控制性能下降。

為解決單個一階LPF所存在的問題,文獻(xiàn)[20]采用3個LPF構(gòu)建虛擬磁鏈,其傳遞函數(shù)為

(13)

式中:k1為阻尼系數(shù);ω1為濾波器帶寬。易知,G1(s)依然是一個低通濾波器。

1.3 改進(jìn)的虛擬磁鏈觀測器

文獻(xiàn)[21]分析了各種濾波器的作用,得出了下面的結(jié)論:1)相較于純積分器,低通濾波器可以解決積分初值問題及其帶來的直流偏置;2)加入高通濾波器可以抑制輸入測的直流分量。基于上述結(jié)論,本文提出一種改進(jìn)型虛擬磁鏈觀測器方法,該方法將低通濾波器和高通濾波器串聯(lián)得到最后的濾波器。所提濾波器如下:

(14)

(15)

式中:k2為比例/阻尼系數(shù);ω2為濾波器截止頻率。通過式(14)所示的低通濾波器可以避免純積分器積分初值帶來的直流偏置問題;通過式(15)所示的高通濾波器能夠抑制網(wǎng)側(cè)輸入電壓中可能存在的直流分量[19]。在圖2所示的結(jié)構(gòu)下,所提改進(jìn)型虛擬磁鏈觀測器的傳遞函數(shù)G2(s)為

(16)

由式(16)可知,所提觀測器傳遞函數(shù)的階數(shù)為三階,相較于傳統(tǒng)一階濾波器其階數(shù)較高,離散化處理時會占用較多計算資源。但對于整個代碼運行周期來說,多余的計算負(fù)擔(dān)可以忽略。G2(s)的結(jié)構(gòu)框圖如圖3所示。

圖3 G2(s)的結(jié)構(gòu)框圖Fig.3 Block diagram of G2(s)

若令截止頻率ω2和網(wǎng)壓角頻率ω相等,將s=jω代入式(16)中,能夠得到G2(s)在ω處的頻率特性為

(17)

由式(17)可知,與傳統(tǒng)低通濾波器相比,G2(s)在ω處并未有幅值衰減和相位偏置,能夠?qū)崿F(xiàn)純積分環(huán)節(jié)的效果。

為證明觀測器直流偏置抑制能力,可以假設(shè)G2(s)的輸入信號為

uin(t)=U0+Umsin(ωt+φ0)。

(18)

式中:U0、Um分別代表輸入信號的直流分量以及基波幅值;φ0為輸入信號的初相位。uin(t)可以表達(dá)為

(19)

則uin(t)經(jīng)過G2(s)后的輸出信號uout(t)為

uout(t)=L-1[G2(s)uin(s)]=

(20)

由上式可知,uout(t)中不存在直流分量,所提方法能夠有效地抑制直流偏置。此外,對比式(18)和式(20)也能發(fā)現(xiàn)G2(s)將輸入信號的基波幅值衰減了1/ω,并使其相位滯后π/2,達(dá)到了積分器的效果。

圖4給出了G2(s)的波特圖,可以看出G2(s)是一個帶通濾波器(band-pass filter,BPF)。在中心頻率ω處,G2(s)擁有較高的幅值,而在中心頻率兩端,幅值衰減程度較大。因此相較于傳統(tǒng)方法,該濾波器不僅可以濾除uab中的各次諧波,并且能夠衰減直流分量和低頻雜波。而已有的磁鏈觀測器方法大都基于低通濾波器,顯然這些方法不具備較好的低頻濾波特性。在圖4中,k2值越大,濾波器的幅值越大,因而濾波效果越差。

為進(jìn)一步分析濾波器的動態(tài)及穩(wěn)態(tài)特性,圖5給出了不同k2值下的G2(s)零極點圖。可見,所有極點都位于復(fù)平面的左半部分,系統(tǒng)穩(wěn)定性能夠得到保證。當(dāng)k2從0.5逐漸增加到2的過程中,G2(s)的一對共軛極點逐漸遠(yuǎn)離虛軸并逐漸匯聚于實軸。這說明k2值越大,系統(tǒng)動態(tài)響應(yīng)速度越快且穩(wěn)定性越強。但當(dāng)k2大于2后,所有極點均位于實軸上,一部分極點逐漸遠(yuǎn)離虛軸,另一部分逐漸靠近虛軸。這表明隨著k2值的增大(k2>2),系統(tǒng)穩(wěn)定性和動態(tài)速度都會變差。綜上,選擇k2值時需要綜合考慮濾波效果、動態(tài)速度、穩(wěn)定性,折衷處理這幾方面的性能需求。本文取k2值為1.414。

圖5 G2(s)的零極點圖Fig.5 Pole-zero maps of G2(s)

2 基于磁鏈觀測器的直接功率控制

2.1 基于磁鏈估計的功率模型

通過矢量分析[20],網(wǎng)側(cè)電壓和虛擬磁鏈的關(guān)系可表示為:

(21)

利用估算出來的虛擬磁鏈和式(21)便能重構(gòu)出網(wǎng)側(cè)電壓的α、β軸分量,繼而達(dá)到無網(wǎng)壓傳感器的目的。此外,可以通過虛擬磁鏈估算出網(wǎng)壓的幅值信息和相位信息如下:

(22)

(23)

由式(21)和文獻(xiàn)[23]中的功率計算公式,得到基于磁鏈觀測器的瞬時功率計算公式為:

(24)

忽略等效電阻R,基于PI控制器的傳統(tǒng)功率前饋解耦DPC算法數(shù)學(xué)模型[13]為:

(25)

式中:uabd、uabq分別代表uab的d、q軸分量;KPp、KPi、KQp、KQi分別代表有功功率、無功功率PI控制器的比例系數(shù)和積分系數(shù);P*、Q*分別表示有功功率和無功功率的給定值。

傳統(tǒng)功率前饋DPC以P、Q為控制變量,以(-2ωLQ/Ugm+Ugm)、(-2ωLP/Ugm)為前饋變量,得到uab在旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系(dq坐標(biāo)系)下的分量uabd、uabq,能夠?qū)崿F(xiàn)P和Q的解耦控制。然而,CHBR所需的調(diào)制信號uabα是靜止坐標(biāo)系(αβ坐標(biāo)系)下的分量,若要獲取調(diào)制信號,需要如下所示的αβ/dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)逆變換:

(26)

2.2 單相級聯(lián)H橋整流器改進(jìn)型DPC算法

傳統(tǒng)功率前饋DPC算法通過旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換來獲取調(diào)制信號,需要用到式(22)所示的網(wǎng)壓相位信息。根據(jù)文獻(xiàn)[13]中的改進(jìn)型控制框架,提出一種基于PI控制器的CHBR改進(jìn)型DPC算法。

定義改進(jìn)型DPC算法的有功、無功控制器輸出信號eP、eQ為:

(27)

式中uP、uQ分別為有功、無功電壓調(diào)制信號。從式(27)中反解出uP、uQ為:

(28)

則整流器系統(tǒng)的調(diào)制信號uabα可以被表示為

(29)

基于PI的改進(jìn)型DPC結(jié)構(gòu)如圖6所示。

圖6中,有功功率給定值P*從電壓外環(huán)處獲得,無功功率參考值Q*設(shè)置為0。P*、Q*分別與P、Q做差,經(jīng)過PI控制器調(diào)節(jié)后得到vP、vQ,并通過式(28)、式(29)求得調(diào)制信號uabα。改進(jìn)型DPC相較于傳統(tǒng)功率前饋DPC,取消了旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換,不需要網(wǎng)壓相位信息。在無網(wǎng)壓傳感器控制中,改進(jìn)型DPC方法可以省略式(22)的計算過程,而在傳統(tǒng)有網(wǎng)壓傳感器控制中,甚至可以省略鎖相環(huán)模塊。改進(jìn)型DPC算法無疑可以減輕控制器計算負(fù)擔(dān)。

2.3 控制系統(tǒng)總體描述

本文所提單相CHBR改進(jìn)型無網(wǎng)壓傳感器DPC的總控制系統(tǒng)框圖如圖7所示。

3 實驗驗證

3.1 實驗平臺

為驗證所提方法的可行性,在單相3模塊級聯(lián)H橋整流器小功率實驗平臺上進(jìn)行對比驗證。

實驗平臺如圖8所示。實驗平臺的主電路由輸入電源、網(wǎng)側(cè)輸入電感、3級聯(lián)H橋模塊構(gòu)成。其中,3級聯(lián)H橋模塊由6個英飛凌IGBT功率模塊(FF200R12KT4)組合而成。采用5 kW自耦變壓器將市電變換至所需幅值交流電壓作為電源輸入。在系統(tǒng)啟動階段接入預(yù)充電電阻,防止啟動沖擊對電路造成損害。采用電流鉗和若干差分探頭分別測量ig、ug、udci、uab等值,并通過示波器顯示波形。負(fù)載處接入2個波紋電阻和一個電子負(fù)載。可以通過改變電子負(fù)載的阻值來模擬負(fù)載不平衡工況?？刂扑惴ㄓ?2位浮點型數(shù)字信號處理器TMS320F28335實現(xiàn)。通過霍爾傳感器和差分電路對電流、電壓信號進(jìn)采樣,并輸送給DSP內(nèi)置ADC模塊進(jìn)行模數(shù)轉(zhuǎn)換。DSP內(nèi)部數(shù)字信號由16位數(shù)模轉(zhuǎn)換芯片DAC8552進(jìn)行轉(zhuǎn)換,可通過示波器觀察。CHBR實驗系統(tǒng)參數(shù)如表2所示。

表2 CHBR實驗系統(tǒng)參數(shù)Table 2 Experimental system parameters of CHBR

圖8 單相3模塊CHBR實驗平臺Fig.8 Single-phase 3-cells CHBR experimental platform

3.2 實驗結(jié)果分析

本文從虛擬磁鏈觀測器精度、穩(wěn)態(tài)分析、諧波分析、動態(tài)分析、以及電壓平衡等幾個方面進(jìn)行對比實驗驗證。

為驗證所提虛擬磁鏈觀測器的精確程度,圖9給出了不同磁鏈觀測器方法下的網(wǎng)壓估算信號。圖9中ug為直接通過差分探頭測量的網(wǎng)壓信號;uge和ugs分別為網(wǎng)壓估算值(α軸分量)和網(wǎng)壓采樣值,二者均由DAC8552轉(zhuǎn)換而來。由圖9可知,3種方法的相位超前角度Δφ分別為15.5°、6.2°、0,3種方法估算出來的網(wǎng)側(cè)電壓衰減值Δu分別為7.4、3.6和0 V。實驗結(jié)果表明:基于一階LPF估算出來的網(wǎng)壓信號uge相較于采樣信號ugs有明顯的相位超前、幅值衰減現(xiàn)象,這印證了前文的分析結(jié)果。基于三階LPF的方法存在較小的相位超前和幅值衰減現(xiàn)象。而所提磁鏈觀測器能夠無誤差地估算出網(wǎng)側(cè)電壓,相較于其他方法具有較高的觀測精度,并且不存在直流偏置問題。

圖9 不同磁鏈觀測器方法下的網(wǎng)壓估算信號Fig.9 Grid voltage estimation signal with different flux observer methods

為進(jìn)一步研究所提方法的有效性,進(jìn)行了控制變量對比實驗。首先,確保內(nèi)環(huán)控制方法不變,比較不同磁鏈觀測器性能。圖10給出了在改進(jìn)型DPC算法下,采用不同磁鏈觀測器的穩(wěn)態(tài)實驗波形。兩種磁鏈觀測器方法都能實現(xiàn)網(wǎng)側(cè)電流正弦化、輸入電壓七電平、直流側(cè)電壓維持恒定等整流器基本控制目標(biāo)。由于uab中參雜直流偏置、觀測器失準(zhǔn)以及相位估算誤差等原因,網(wǎng)側(cè)電流中也會包含直流分量。從圖10(a)中可知,三階LPF方法網(wǎng)側(cè)電流的負(fù)半軸幅值要大于正半軸幅值,這說明網(wǎng)側(cè)電流ig中含有一定的直流分量。而所提觀測器方法網(wǎng)側(cè)電流的正負(fù)半周幅值基本上相同,表明ig中包含的直流分量較少。

圖11給出了2種磁鏈觀測器方法下網(wǎng)側(cè)電流ig的快速傅里葉變換(fast Fourier transform,FFT)結(jié)果。由圖11(a)可知,基于三階LPF方法網(wǎng)側(cè)電流總諧波失真值(total harmonic distortion,THD)為3.13%,且直流分量對于基波分量的比值約為6.64%。由圖11(b)可知,所提觀測器方法網(wǎng)側(cè)電流THD值為2.37%,直流分量對于基波分量的比值大約為2.129%。兩圖中低次諧波占有較大比例,高次諧波主要分布于2N倍開關(guān)頻率(12 kHz)附近,并且從FFT分析結(jié)果可知所提方法各次諧波含量少于三階LPF方法。實驗結(jié)果表明:所提方法能夠更好地抑制網(wǎng)側(cè)電流中的直流分量和其他各次諧波。

圖11 不同磁鏈觀測器方法下的網(wǎng)側(cè)電流FFT分析結(jié)果Fig.11 FFT analysis results of grid current with different flux observer methods

其次,控制磁鏈觀測器方法不變,比較不同DPC方法的動態(tài)性能。圖12給出了在改進(jìn)型磁鏈觀測器方法下,兩種DPC策略的P、P*、ig實驗波形。令有功功率參考值P*從385 W突變到450 W,功率前饋DPC方法有功功率P需要約18 ms恢復(fù)到穩(wěn)態(tài),而改進(jìn)型DPC方法有功功率調(diào)節(jié)時間約為9 ms,并且前者的超調(diào)量要大于后者。實驗結(jié)果表明:所提改進(jìn)型DPC算法具有更快的動態(tài)響應(yīng)速度、更小的超調(diào)量,即更優(yōu)的動態(tài)性能。此外,測試了兩種算法的計算復(fù)雜度。功率前饋算法的程序運行時間約為2.42 μs。但該算法需要獲取如式(22)所示的相位信息,獲取相位信息所需要的時間約為1.25 μs,因此功率前饋算法最終所需的運行時間為3.67 μs。改進(jìn)型DPC算法的運行時間約為2.20 μs。實驗結(jié)果證明改進(jìn)型DPC算法在算法復(fù)雜度上略優(yōu)于傳統(tǒng)DPC算法。

最后檢驗了負(fù)載不平衡工況下所提算法的可行性。圖13給出了RL3從20 Ω突變到30 Ω情況下,各模塊直流側(cè)電壓udc1、udc2、udc3和網(wǎng)壓估算信號uge的動態(tài)波形圖。由圖13可知,3個直流側(cè)電壓在負(fù)載突變后出現(xiàn)不平衡現(xiàn)象,但經(jīng)過一段調(diào)節(jié)時間后又能恢復(fù)到平衡狀態(tài),并且在此過程中網(wǎng)壓估算信號幅值幾乎沒有波動,仍是較為連續(xù)的正弦波。實驗結(jié)果表明:電壓平衡控制算法有效,且所提網(wǎng)壓估算方法基本不受負(fù)載突變的影響。

4 結(jié) 論

本文以單相級聯(lián)H橋整流器為研究對象,提出了一種改進(jìn)型無網(wǎng)壓傳感器直接功率控制。首先,給出了一種改進(jìn)型虛擬磁鏈觀測器方法來估算磁鏈在靜態(tài)坐標(biāo)系下的基波分量,繼而估算出網(wǎng)壓信號的各個分量以實現(xiàn)無網(wǎng)壓傳感器的目的。其次,為降低控制結(jié)構(gòu)復(fù)雜度、改善系統(tǒng)動態(tài)性能,給出了一種改進(jìn)型的直接功率控制方法。最后,通過3模塊CHBR實物平臺進(jìn)行驗證,可得如下結(jié)論:

1)傳統(tǒng)基于低通濾波器的虛擬磁鏈觀測器方法由于相位超前、幅值衰減等問題會存在一定的觀測誤差,而本文所提觀測器方法具有更高的觀測精度,能夠無誤差地估算網(wǎng)側(cè)電壓信號。

2)對比基于三階LPF的虛擬磁鏈觀測器方法,所提觀測器方法能夠更有效地抑制網(wǎng)側(cè)電流中各次諧波和直流分量。

3)所提觀測器方法估算出的網(wǎng)側(cè)電壓信號不受負(fù)載突變影響。

4)相較于傳統(tǒng)直接功率控制,改進(jìn)型直接功率控制取消了坐標(biāo)變換和鎖相環(huán),具備更低的結(jié)構(gòu)復(fù)雜度和更快的動態(tài)速度。