劉 成，彭 思，林選鋒

（電子信息控制重點實驗室，四川成都 610036）

隨著全球導航衛(wèi)星系統(tǒng)的成熟，接收機可以不依靠于地面站而直接測量出低軌道（LEO）衛(wèi)星的軌道信息，具有覆蓋率高、實時性強、自主導航、低成本的特點[1-4]，成為LEO 衛(wèi)星軌道位置測量的主要手段之一。GPS 衛(wèi)星運行在20 200 km 的高軌道上，可以為LEO 衛(wèi)星提供連續(xù)、高精度的自主導航、姿態(tài)測定和時間同步等功能[6-9]。使用衛(wèi)星導航系統(tǒng)的衛(wèi)星自主定軌，既能減少LEO 衛(wèi)星對地面站測控的依賴，也能大幅度降低測控成本[10]。

傳統(tǒng)硬件接收機通常采用專用芯片（ASIC）對數(shù)字中頻信號進行處理，主要過程包括捕獲、跟蹤以及數(shù)據(jù)解調等[2]。ASIC 處理的優(yōu)點是功耗低、速度快和設計密度大，缺點是開發(fā)周期長、研發(fā)成本高和設計不靈活[11-12]。隨著接收機技術的逐漸成熟，研發(fā)出各種各樣包含多種功能的接收機[5]。因此，需要接收機可以靈活地適應不同的處理算法，基于ASIC 的接收機不具有靈活性[3]。為了解決接收機靈活性問題，可以采用軟件無線電思想進行設計，即在硬件架構上采用通用、開放性的可編程平臺，通過加載不同的算法程序實現(xiàn)不同的功能，將具有這種結構特點的接收機稱為軟件接收機[8,11]。

1 全球導航衛(wèi)星系統(tǒng)測量原理

接收機的定位是利用到達時間（TOA）測距原理實現(xiàn)的[9]。TOA 測距原理需要獲得衛(wèi)星與接收機之間的距離，可通過傳播時間乘以光速得出。如果獲得了幾個位置信息已知的衛(wèi)星信號傳遞時間，接收機經過計算可求解出自身的位置信息[13]。

通過測量信號中的特定測距碼，就可以求出接收機與衛(wèi)星之間的距離[14-16]。如圖1 所示，由衛(wèi)星在t1時刻生成測距碼相位，在t2時刻到達接收機，傳播時間為Δt=t2-t1。在接收機中，在相同時間同時生成和它一樣的信號，二者在時間軸上相互移動并進行相關運算，當發(fā)生最大相關時刻所移動的時間就是傳播時間[14]。假如接收機時鐘與衛(wèi)星時鐘絕對相同，說明這個相關過程將獲得真正的傳播時間。將這個真正的時間與傳播速度相乘，就可以計算得到接收機與衛(wèi)星的真正距離[15-20]。

圖1 衛(wèi)星碼的發(fā)送時間確定

其中，測距碼是由衛(wèi)星按照特定規(guī)則生成的，在每個碼的相同周期對應著某個特定時間。通過判斷每個碼的形狀特征，就可求出時延τ。由于時延τ以及各種誤差的影響，測量得到的距離（偽距）ρ＇與衛(wèi)星到接收機天線的真實距離ρ之間存在著偏差Δρ，可以表示為：

考慮到存在接收機鐘差c·δtj、衛(wèi)星鐘差c·δtk、大氣對流層延遲δp2以及電離層延遲δp1，則偽距觀測量可表示為：

其中，j表示衛(wèi)星編號，j=1,2,3,…；(xj,yj,zj)表示某顆衛(wèi)星某時刻的位置坐標；(xp,yp,zp)表示測站點P點的位置坐標。通過對式（2）進行線性化，并按最小二乘平差求解該方程組，就可計算出定位點的位置坐標(XP,YP,ZP)。

2 實現(xiàn)方案

2.1 射頻前端實現(xiàn)

該文射頻前端實現(xiàn)是應用于FPGA+DSP 硬件平臺構架下的軟件接收機，將接收到的射頻模擬信號變成頻率較低而且包含有信號的數(shù)字中頻信號。該射頻前端的實現(xiàn)方案如圖2 所示。射頻前端處理模塊通過接收機天線接收所有的可見衛(wèi)星所發(fā)射的信號；由前置濾波放大器處理之后，和本機振蕩器產生的信號進行混頻；通過下變頻為中頻（IF）信號后，經過ADC 完成模數(shù)轉換。電路結構主要由MAX2769芯片外加外圍電路實現(xiàn)，MAX2769 與后續(xù)基帶處理FPGA存在接口關系，MAX2769 為FPGA 提供2 bit的信號采樣參考時鐘及數(shù)字中頻信號，F(xiàn)PGA 則通過MAX2769 串口完成對其參數(shù)的配置。

圖2 射頻前端實現(xiàn)架構

基于MAX2769 的射頻前端設計主要包括外圍電路、前端參數(shù)設計以及芯片寄存器配置和功能實現(xiàn)。其中，系統(tǒng)采樣率為31 MHz；低中頻頻率為4.092 MHz；中頻信號輸出量化為2 bit。

由于接收機接收到的干擾信號強度會比地面更強，所以為了避免天線所接收到信號中可能含有強干擾，被放大后會讓電路達到飽和，因此，與天線相鄰的首級器件應選擇低噪聲指數(shù)的前置帶通濾波器，使得除了信號波段外的射頻干擾和噪聲前先被濾除。

多普勒頻率是由于接收機與導航星徑向連線上產生相對運動引起的，對于軟件接收機來說，多普勒搜索范圍約為50 kHz。在不考慮多普勒頻移的情況下，衛(wèi)星信號頻譜是以1 575.42 MHz 為中心頻率的sinc2函數(shù)，主峰頻寬為2.046 MHz?？紤]到接收機的多普勒高動態(tài)范圍，防止C/A 碼信號發(fā)生畸變，信號中心頻率附近至少2.1 MHz 的C/A 碼信號頻譜必須完全通過各個濾波器，并且2.1 MHz 寬的濾波通帶響應必須平穩(wěn)。

2.2 FPGA設計

FPGA 主要完成基帶信號處理，開發(fā)環(huán)境是ISE14.6，采用Verilog語言編程，仿真工具為ModelSim 10.1。接收機信號處理電路結構如圖3 所示。FPGA與DSP 之間采用EMIF 接口交換數(shù)據(jù)。

圖3 信號處理電路結構

2.2.1 捕獲處理模塊

為了大幅度降低捕獲時間，可以考慮同時搜索全部的碼相位，即通過連續(xù)平移本地產生的偽碼相位，并與接收到的偽碼進行相關運算，如果產生最大相關峰值時，說明偽碼相位已經對齊。捕獲處理的算法流程圖如圖4 所示。

圖4 FFT快捕算法流程圖

利用射頻前端輸出的數(shù)字中頻信號在Matlab 中進行捕獲仿真，捕獲結果如圖5 所示。多普勒頻移搜索范圍為50 kHz，步頻為1 kHz。從圖5 中能清楚地看到衛(wèi)星捕獲產生的相關峰值，說明捕獲成功。

圖5 Matlab捕獲仿真結果

2.2.2 跟蹤處理模塊

跟蹤模塊設計12 個相互獨立的通道，如圖6 所示。每個通道獨立輸出一個衛(wèi)星跟蹤所需要的超前、實時、滯后碼的相關值，偽碼環(huán)和載波環(huán)模塊進行時分復用以降低FPGA 資源消耗。在不同的時間段內遍歷各個通道，分別讀取某個通道超前、實時、滯后碼的相關值進行偽碼環(huán)和載波環(huán)的跟蹤。每個通道的遍歷時間在5 μs 左右，跟蹤相關時間為1 ms，對12 個通道在1 ms 內完全可以遍歷一遍。

圖6 跟蹤模塊框圖

2.3 DSP設計

DSP需要完成12個獨立跟蹤通道的控制、定位解算和數(shù)據(jù)接口的功能，對DSP 的運算能力和速度有較高的要求，根據(jù)需求選擇TI公司的TMS320C6701。它是TI 公司的一款浮點運算DSP，適用于需要大量運算且實時性要求高的場合，如導航解算等。同時，在TI 公司浮點DSP 芯片中，TMS320C6701 也是一款可應用于惡劣環(huán)境（如太空環(huán)境），并具有高可靠性的產品。主控流程主要在DSP 中進行，如圖7 所示。

圖7 DSP捕獲跟蹤控制流程

接收機開始工作時，系統(tǒng)初始化模塊對DSP、捕獲模塊、跟蹤模塊、TIC 時鐘模塊進行初始化。啟動捕獲模塊工作，設置信道、捕獲衛(wèi)星號等信息。完成捕獲后匯報捕獲狀態(tài)（中斷），如成功則FPGA 切換為跟蹤模塊。跟蹤模塊按捕獲衛(wèi)星號，在給定跟蹤信道進行跟蹤，匯報測量信息、星歷信息（中斷）。

3 測試結果

該文采用GSS6560 導航星模擬器對接收機進行動態(tài)測試，導航星模擬器可以模擬GPS 星座、低軌衛(wèi)星的空間運行以及導航信息，借助該儀器可以較完整地對接收機進行測試。

將GSS6560 導航星模擬器射頻信號直接注入到接收機，在不考慮干擾和噪聲等因素的影響下，統(tǒng)計得到位置均方誤差為6.49 m，速度均方誤差為0.17 m/s。當然，在實際情況中會受到外界噪聲、接收通道噪聲等信號的干擾，導致信噪比降低，精度會受到較大影響。該測試結果可以驗證設計方案的有效性。

4 結束語

該文介紹了一種接收機的工程實現(xiàn)方案，測試結果證明了該工程方案的可行性?；谲浖o線電思想而設計FPGA+DSP 的處理架構，在硬件架構上具有通用性、開放性和可重構性。在此基礎上，通過加載不同的算法程序而實現(xiàn)不同的功能，可根據(jù)應用需求實現(xiàn)四大導航系統(tǒng)中任意的導航解決方案，也可以根據(jù)不同課題需求作出靈活調整。