楊東文， 季 良， 曾次玲， 谷豐強， 曾未偉

(1.國網(wǎng)湖南省電力有限公司 婁底供電分公司，湖南 婁底 417000;2.西安交通大學(xué) 電氣工程學(xué)院，陜西 西安 710049;3.國網(wǎng)湖南省電力有限公司 電力調(diào)度控制中心，湖南 長沙 410004;4.北京科東電力控制系統(tǒng)有限責(zé)任公司，北京 100192)

0 引 言

傳統(tǒng)電控系統(tǒng)通過“斷路器+接觸器+過載繼電器”組合實現(xiàn)電動機的控制保護(hù)，由于電器元件特性匹配不當(dāng)?shù)仍颍装l(fā)生因接觸器與斷路器在短路電流下配合不佳，造成接觸器主觸頭燒蝕甚至熔焊等情形，影響系統(tǒng)正常工作。為解決該問題，國際上推出一種集接觸器、斷路器等功能于一體的產(chǎn)品—控制與保護(hù)開關(guān)電器(CPS)，在單一結(jié)構(gòu)產(chǎn)品上集成控制、保護(hù)功能，代替斷路器(熔斷器)、接觸器、熱繼電器等傳統(tǒng)分離元器件。構(gòu)成CPS的組件包括電磁傳動機構(gòu)、操作機構(gòu)、主回路、脫扣器及擴展功能模塊等。其中，電磁傳動機構(gòu)的工作原理與普通接觸器的電磁系統(tǒng)相同，主要用于接收遠(yuǎn)距離控制信號和就地操作指令并帶動其他模塊執(zhí)行接通或分?jǐn)嗳蝿?wù)。可以說，電磁傳動機構(gòu)的性能好壞直接影響到CPS的整體性能與使用壽命。

第一代CPS的電磁傳動機構(gòu)未采用任何智能控制，體積較大[1]。從第二代CPS開始，各種智能控制策略逐步應(yīng)用于其電磁傳動機構(gòu)。最具代表性的當(dāng)屬施耐德電氣的Tesys U系列產(chǎn)品，采用智能控制后節(jié)能效果明顯，AC44電壽命可達(dá)3萬次?？偟膩碚f，國際上關(guān)于CPS電磁傳動機構(gòu)的控制技術(shù)研究仍處于發(fā)展階段。如何針對CPS空間小、集成度高、功能多樣的特點，優(yōu)化提升其智能控制策略，是低壓電器領(lǐng)域需要進(jìn)一步研究的內(nèi)容。

另外，在電磁傳動機構(gòu)的動態(tài)特性研究方面，相關(guān)工作主要圍繞接觸器展開。文獻(xiàn)[2-4]采用微分方程組描述電磁傳動機構(gòu)的機械、電路和磁場變化。國內(nèi)研究機構(gòu)將有限元法應(yīng)用到電磁系統(tǒng)的磁場計算中，在考慮磁場非線性問題基礎(chǔ)上計算了接觸器的動態(tài)特性[5-10]。文獻(xiàn)[11]基于二維有限元法，提出一種對帶電子線路控制的接觸器進(jìn)行動態(tài)特性分析的方法。但由于采用一定數(shù)量的規(guī)則單元剖分動靜鐵心之間的空氣，難以保證鐵心與空氣交界處單元大小的合理過渡，計算精度較差。文獻(xiàn)[12-15]考慮了合閘相角對智能接觸器吸合過程的動態(tài)特性影響。文獻(xiàn)[16-18]針對各種智能終端的控制保護(hù)進(jìn)行了研究。到目前為止，與接觸器的智能控制策略研究相比，各國學(xué)者對采用智能控制策略后的接觸器電磁系統(tǒng)動特性研究尚不足，尤其是對于內(nèi)部結(jié)構(gòu)更為復(fù)雜的CPS電磁傳動機構(gòu)，國內(nèi)外尚未發(fā)現(xiàn)對其動態(tài)特性進(jìn)行研究的報道。

本文將電流反饋智能控制策略應(yīng)用于CPS的電磁傳動機構(gòu)[19]，并對各功能模塊進(jìn)行詳細(xì)設(shè)計。綜合考慮電路、磁場、復(fù)雜機械運動的耦合作用，并基于帶電流反饋智能控制系統(tǒng)脈沖寬度調(diào)制(PWM)占空比與電流反饋信號、內(nèi)置鋸齒波幅值以及線路中多個比較器的輸出結(jié)果實時相關(guān)的特性，建立一組可全面描述智能控制系統(tǒng)工作過程各種可能狀態(tài)的多態(tài)方程組。利用該方法，本文分析了放大系數(shù)、基準(zhǔn)電壓等硬件參數(shù)的影響，并根據(jù)分析結(jié)果對智能控制系統(tǒng)參數(shù)進(jìn)行了優(yōu)化設(shè)計。

1 帶電流反饋智能控制方案在CPS的應(yīng)用

1.1 帶電流反饋的智能控制方案設(shè)計

根據(jù)GB 14048.4—2003，接觸器吸合過程中，當(dāng)電壓在額定值的85%～110%范圍內(nèi)波動時，通過反饋調(diào)流系統(tǒng)，使線圈電流稍高于吸上電流并維持一個較平穩(wěn)值，以達(dá)到減少觸頭閉合過程彈跳和降低磁系統(tǒng)損耗的目的。按照上述原理，本文對帶電流反饋智能控制策略的各個功能模塊進(jìn)行了詳細(xì)設(shè)計。圖1為帶電流反饋控制策略的硬件實現(xiàn)原理框圖。

圖1 帶電流反饋控制策略的硬件實現(xiàn)框圖

接通交流輸入后，門檻電壓模塊檢測勵磁電壓值，并在勵磁電壓達(dá)到設(shè)定值時發(fā)出指令，使反饋電流與PWM控制器模塊相連。PWM控制器模塊根據(jù)反饋電流信號，確定輸出控制脈沖占空比，并通過驅(qū)動電路控制線圈供電回路中功率開關(guān)管的通斷。在接觸器吸合過程中，PWM控制器模塊根據(jù)電流反饋值不斷改變輸出占空比，使接觸器線圈電流保持在一個合理且平穩(wěn)的變化區(qū)間，達(dá)到減少線圈電流波動的目的。吸合后，延時模塊調(diào)整線路參數(shù)，使接觸器線圈在一個很小的平穩(wěn)電流下保持閉合，達(dá)到減少電磁系統(tǒng)損耗的目的。

1.1.1 線圈操作模塊

線圈操作回路包括整流、濾波、功率開關(guān)管以及接觸器線圈，其電子線路如圖2所示。圖2中，C1為濾波電容，VD1為續(xù)流二極管，R1是采樣電阻。無論功率開關(guān)管關(guān)斷與否，線圈電流始終流經(jīng)電阻R1，Isen端的電壓信號作為電流反饋信號送給電流采樣模塊和門檻電壓模塊。為避免單片機受干擾，整個線路共地，并加入采樣電阻檢測線圈電流值。

圖2 線圈操作回路線路圖

1.1.2 電流反饋模塊

圖3為電流反饋模塊的電路框圖。線圈電流反饋信號經(jīng)過一階低通濾波器去除雜波干擾，然后經(jīng)過比例放大器生成信號Vf輸入PWM控制器模塊，濾波截止頻率取250 kHz。為保持線路對稱，與反饋信號比較的基準(zhǔn)電壓也經(jīng)過一階低通濾波，并經(jīng)過比例放大器生成信號Vc輸入PWM控制器。

圖3 電流反饋模塊電路框圖

1.1.3 PWM控制器模塊

圖4中PWM控制器模塊采用集成脈沖發(fā)生器。集成芯片內(nèi)部產(chǎn)生一定頻率的鋸齒波，加至PWM比較器和死區(qū)控制比較器。采樣反饋信號與基準(zhǔn)電壓比較后，經(jīng)過誤差放大器加到PWM比較器的同向輸入端，并與鋸齒波比較。當(dāng)電壓V1高于鋸齒波電壓時，PWM控制器輸出方波電壓V2。電壓V2通過或非門得到方波電壓V3，驅(qū)動開關(guān)晶體管導(dǎo)通，接觸器線圈接入勵磁。當(dāng)線圈電流減小時，采樣反饋信號減小，誤差放大器輸出V1也隨之減小，并使PWM比較器輸出的方波電壓V2寬度減小，開關(guān)晶體管導(dǎo)通占空比增大，反之亦然。

PWM控制器工作原理如下：將指令電流與實際輸出電流比較后，求出偏差電流，并經(jīng)放大器放大后，與鋸齒波比較產(chǎn)生PWM波形。誤差放大器具有比例特性，其系數(shù)直接影響電流的跟蹤特性。當(dāng)電流很小時，采用大占空比使電流快速上升；當(dāng)電流增加到接近期望值時，占空比變小并根據(jù)電流值的大小動態(tài)變化。通過這種方式，可以將電流值穩(wěn)定在期望值附近。采用不同的指令電流與放大器的比例系數(shù)可以得到不同的控制電流。

1.1.4 門檻電壓模塊

門檻電壓模塊的作用是檢測外加勵磁電壓是否達(dá)到吸上電壓。在交流輸入接通后，PWM控制器模塊給功率開關(guān)管一個非常小的占空比，產(chǎn)生一個非常小且遠(yuǎn)不足使接觸器吸合的電流。門檻電壓模塊通過檢測線圈電流的大小判斷勵磁電壓值。當(dāng)電壓達(dá)到設(shè)定值時，門檻電壓模塊發(fā)出指令使反饋電流與PWM控制器模塊相連。

1.1.5 延時線路

延時線路用于轉(zhuǎn)換與反饋電流進(jìn)行比較的基準(zhǔn)電壓，使基準(zhǔn)電壓在吸合階段保持一個值，在吸持階段轉(zhuǎn)換為另一個值。相應(yīng)地，線圈電流在吸合階段為一個值，在吸持階段為另一個值。在實現(xiàn)方法上，可采用任何已有的具有延時功能的線路，本文采用RC延時線路。

1.1.6 電源模塊

控制線路只需一路+24 V電源，可由任何開關(guān)電源模塊產(chǎn)生。開關(guān)電源模塊在85～265 V交流電壓下工作。當(dāng)電壓低于85 V時，電源模塊不再工作，因而接觸器釋放電壓為85 V且釋放過程不存在抖動現(xiàn)象。

1.2 應(yīng)用對象

為驗證控制效果，將1.1節(jié)提出的帶電流反饋智能控制方案應(yīng)用于某國產(chǎn)CPS樣機中。圖5為該國產(chǎn)CPS樣機的整體結(jié)構(gòu)及其部分電磁傳動機構(gòu)模型。其中，電磁傳動機構(gòu)選用具有C型外磁軛的永磁結(jié)構(gòu)。

圖5 CPS整體結(jié)構(gòu)及其部分電磁傳動機構(gòu)模型

1.3 CPS反力特性

CPS的觸頭系統(tǒng)與普通交流接觸器有很大不同，圖6為CPS電磁機構(gòu)及觸頭系統(tǒng)的模型圖。要合理設(shè)計線圈電流，必須計算CPS 的反力特性。包括：線圈通電產(chǎn)生的麥克斯韋力與永磁體產(chǎn)生力的合力、反力彈簧產(chǎn)生的力、觸頭彈簧產(chǎn)生的力、彈簧片對動鐵心的作用力。

圖6 CPS電磁機構(gòu)及觸頭系統(tǒng)模型

1.3.1 觸頭彈簧、反力彈簧及彈簧的作用力

反力彈簧始終提供打開的力，并隨著工作氣隙1的減小線性增加，表1為反力彈簧的參數(shù)值。觸頭彈簧給按鈕施加豎直向上的力，此力通過擋板、旋轉(zhuǎn)板在A點以碰撞力形式施加給動鐵心。將碰撞力Fj分解為水平力Fx和豎直力Fy，僅有Fx對電磁機構(gòu)的吸合過程產(chǎn)生影響。與普通交流接觸器的觸頭彈簧提供反力不同，水平力Fx是使CPS電磁機構(gòu)閉合的力，該力在觸頭閉合后消失。彈簧片對擋板施加一個順時針力矩，該力矩也在A點對動鐵心產(chǎn)生作用力。

表1 反力彈簧參數(shù)

在多體動力學(xué)分析軟件ADAMS中，建立如圖5所示的模型，并施加不同工作氣隙下的Fx。圖7為電磁結(jié)構(gòu)在觸頭彈簧、彈簧片以及反力彈簧共同作用下的反力特性?？偡戳榉戳椈?、觸頭彈簧以及彈簧片共同作用在動鐵心上的Fx代數(shù)和?？梢?，隨著氣隙3增加，總反力由使電磁機構(gòu)吸合的力逐漸變化為使電磁機構(gòu)打開的力。當(dāng)工作氣隙3為3.9 mm時，由于動、靜觸頭發(fā)生碰撞，按鈕與擋板分離，觸頭彈簧的碰撞力消失，使作用在動鐵心上的Fx有一個突變，從而總反力也產(chǎn)生相應(yīng)突變。

圖7 電磁機構(gòu)的反力特性

1.3.2 線圈電流為零時電磁機構(gòu)所受的合力

當(dāng)線圈電流為零時，采用三維有限元仿真軟件ANSYS計算動鐵心所受的電磁力。由圖8可知，總合力絕對值先減小后增大，在行程為2.3 mm左右時最小。

圖8 零電流時動鐵心所受合力

1.4 不同階段線圈電流的設(shè)計

圖9為不同電流下CPS電磁機構(gòu)的吸力、反力配合曲線。當(dāng)電流大于0.1 A時，任何工作氣隙下吸力、反力和均大于0。因此，設(shè)吸合階段的電流值為0.1 A。當(dāng)電磁機構(gòu)處于閉合位置且電流大于0.04 A時，吸力與反力的代數(shù)和大于0，因此設(shè)計其閉合階段的電流值為0.04 A。

圖9 不同電流下的吸力和反力的配合曲線

得到CPS的反力特性后，可以利用1.1節(jié)介紹的帶電流反饋控制系統(tǒng)，實現(xiàn)對線圈吸合過程的動態(tài)控制。通過調(diào)整帶電流反饋控制系統(tǒng)的硬件參數(shù)，使線圈電流在閉合過程和吸合后分別保持在設(shè)計值，起到減少觸頭彈跳和節(jié)能降耗的目的。

1.5 采用智能控制后的樣機性能

1.5.1 試驗方法

為了驗證采用智能控制后CPS樣機的性能，本文測量了CPS閉合過程的線圈電流及觸頭彈跳。其中，線圈電流通過在線圈回路串聯(lián)一個小電阻，并利用示波器測量電阻兩端的電壓波形間接得到電流波形，試驗原理如圖10所示。

圖10 線圈電流測量原理

測量觸頭彈跳時，將直流電源通過電阻加于接觸器觸頭兩端，通過捕捉電阻兩端電壓的變化得到接觸器閉合過程的觸頭彈跳情況。試驗原理如圖11所示。

圖11 觸頭彈跳時間測量原理

1.5.2 試驗結(jié)果

圖12～圖14是CPS電磁系統(tǒng)采用帶電流反饋智能控制后，在不同勵磁電壓下的試驗電流波形。可見，線圈電流平穩(wěn)，紋波很小。雖然勵磁電壓不同，但線圈電流幾乎不受影響，吸合階段電流約為0.1 A，保持階段約為0.04 A。即，采用帶電流反饋智能控制后，即使在不同勵磁電壓下，CPS的工作特性也基本不變。當(dāng)電磁系統(tǒng)處于閉合狀態(tài)時，通過功率表測得不同勵磁電壓下的功耗基本相同，約為0.8 W。

圖12 勵磁電壓為220 V時線圈電流波形圖

圖13 勵磁電壓為150 V時線圈電流波形圖

圖14 勵磁電壓為87 V時線圈電流波形圖

圖15為不同勵磁電壓下CPS樣機的觸頭彈跳時間。采用帶電流反饋智能控制后，觸頭彈跳時間保持在一個較低的穩(wěn)定值。

圖15 不同勵磁電壓下的CPS觸頭彈跳時間

2 帶電流反饋智能控制的CPS電磁傳動機構(gòu)動態(tài)特性分析

2.1 數(shù)學(xué)模型

對于帶電流反饋智能控制的CPS電磁傳動機構(gòu)，建立其動態(tài)特性仿真模型的難點在于如何處理反饋電流與系統(tǒng)控制狀態(tài)的耦合關(guān)系。其中，線圈回路的電路方程為

(1)

式中：ψ1為線圈磁鏈；Um為交流電壓峰值；ω為電網(wǎng)電壓角頻率；φ為合閘相角；k(i,t)為與當(dāng)前電流值和鋸齒波幅值有關(guān)的函數(shù)；i為線圈電流；R為線圈電阻。

PWM控制器模塊的內(nèi)部集成芯片可產(chǎn)生峰值為3 V、周期為40 μs的鋸齒波，并同時加至死區(qū)時間控制比較器和PWM比較器。加至死區(qū)時間控制比較器的鋸齒波函數(shù)表示如下：

(2)

式中：y1(t)為t時刻的鋸齒波大??；0≤t≤40×10-6;n=0,1,2,3,…。

由于芯片內(nèi)部基準(zhǔn)電源的原因，加到PWM比較器上的鋸齒波值升高了0.7 V，其函數(shù)為

(3)

式中：y2(t)為t時刻的鋸齒波大??；0≤t≤40×10-6;n=0,1,2,3,…。

反饋電流信號與基準(zhǔn)值yr經(jīng)誤差放大器求差并放大后，得到輸出信號V1。當(dāng)V1大于鋸齒波時，PWM比較器輸出信號V2為高電平。當(dāng)死區(qū)時間控制電壓大于鋸齒波時，死區(qū)時間控制比較器輸出信號V4為高電平。當(dāng)V2和V4任意一個為高電平時，電力電子開關(guān)的控制信號V3為低電平，即k(i,t)=0。反之，k(i,t)=1。因此，PWM比較器的數(shù)學(xué)模型可表示為

(4)

式中：RC為采樣電阻；yr為基準(zhǔn)電壓；A為誤差放大器的放大倍數(shù)。

死區(qū)時間控制比較器的數(shù)學(xué)模型為

(5)

式中：β1為死區(qū)控制電壓。

函數(shù)k(i,t)可由方程組表示如下：

(6)

當(dāng)可動部分開始運動時，帶電流反饋智能控制系統(tǒng)的CPS電磁傳動機構(gòu)動特性可由微分方程組描述：

(7)

智能控制系統(tǒng)的機械運動及電磁場可分別通過ADAMS和ANSYS軟件求取，此處不再贅述。

本文通過ADAMS二次開發(fā)接口實現(xiàn)方程組式(7)中電路、電磁場和機械運動方程的耦合求解。在計算過程中，通過接口獲得t時刻的氣隙值；根據(jù)t時刻的電流值和鋸齒波值判斷方程組式(7)的狀態(tài)；根據(jù)方程組狀態(tài)計算t+Δt時刻的吸力值并返回ADAMS。求解過程和反饋電流值相互耦合，并且隨著電流和時間變化，方程狀態(tài)不斷轉(zhuǎn)換。

2.2 仿真與試驗結(jié)果分析

以圖5所示CPS為分析對象，利用上述方法模擬其電磁傳動機構(gòu)在閉合過程的動態(tài)特性，并進(jìn)行試驗驗證。

2.2.1 電流波形仿真結(jié)果與試驗結(jié)果對比

圖16為勵磁電壓取220 V、合閘相角取11°時的吸合過程電流仿真波形。本文只計算前25 ms的電流波形，計算步長為2 μs。圖17是相同條件下試驗測得的電流波形圖?？梢园l(fā)現(xiàn)，試驗與仿真結(jié)果基本一致。

圖16 仿真電流波形圖

圖17 試驗電流波形圖

2.2.2 電壓波形仿真結(jié)果與試驗結(jié)果對比

圖18為前1 ms的電壓波形仿真波形。由于線圈電流很小，占空比被鉗位在0.9。圖19為前1 ms的試驗電壓波形圖?？梢钥闯?，二者波形幾乎一致。

圖18 電壓波形仿真圖

圖19 電壓波形測量圖

2.2.3 觸頭閉合時間仿真與試驗結(jié)果對比

圖20為動、靜觸頭碰撞力的仿真結(jié)果，觸頭閉合時間(碰撞力突跳點)約為19.5 ms。圖21為試驗測得的觸頭閉合時刻與線圈電流對應(yīng)圖，橫坐標(biāo)為10 ms/格，可知閉合時間為20.0 ms。仿真與試驗結(jié)果誤差為2.5%。

圖20 動靜觸頭碰撞力仿真圖

圖21 觸頭碰撞時刻示意圖

圖22 線圈電流與動鐵心行程對應(yīng)關(guān)系

2.2.4 動鐵心的閉合時間及速度

仿真與試驗結(jié)果基本吻合，證明所提出的方法是正確的。利用仿真模型分析CPS電磁機構(gòu)的動態(tài)特性，得到動鐵心閉合時刻的速度僅為0.52 m/s，動、靜觸頭及鐵心的碰撞非常小。

2.2.5 線圈電流與動鐵心行程對應(yīng)關(guān)系

圖22為CPS電磁機構(gòu)線圈電流與動鐵心行程的對應(yīng)關(guān)系?？梢姡瑒予F心在初始階段速度很慢，前4 ms行程幾乎為0，而此時電流已迅速上升到0.1 A?？梢缘贸鼋Y(jié)論，在整個行程中，帶電流反饋控制的智能電磁系統(tǒng)幾乎為恒流控制。根據(jù)這一點，設(shè)計者可直接根據(jù)反力大小設(shè)計CPS電磁機構(gòu)在吸合階段的最佳電流值。

3 硬件參數(shù)對CPS智能控制系統(tǒng)性能的影響

利用第2節(jié)提出的仿真模型，本文研究了硬件參數(shù)對電磁系統(tǒng)性能的影響，并開展優(yōu)化設(shè)計。由帶電流反饋系統(tǒng)的智能控制原理可知，不同電流對應(yīng)的占空比由誤差放大器的放大系數(shù)A以及基準(zhǔn)電壓yr共同決定。因此，本節(jié)將重點分析二者對CPS控制性能的影響。

3.1 不同參數(shù)對電流大小的影響

由1.4節(jié)可知，CPS電磁機構(gòu)在吸合階段的最佳電流值為0.1 A。上文通過試驗手段不斷調(diào)整放大系數(shù)A以及基準(zhǔn)電壓yr的值，直至額定電壓下線圈電流保持在0.1 A。本節(jié)采用仿真方法分析不同硬件參數(shù)對線圈電流的影響。為便于分析，在試驗獲得的參數(shù)附近選3組數(shù)值進(jìn)行比較。表2為選取不同基準(zhǔn)電壓和放大系數(shù)時，利用仿真方法得到的吸合階段線圈電流大小。

表2 不同參數(shù)下的吸合階段線圈電流比較 mA

由表2可知，當(dāng)放大系數(shù)A不變時，基準(zhǔn)電壓yr越大，吸合階段線圈電流的保持值越大；當(dāng)基準(zhǔn)電壓yr不變時，放大系數(shù)A越大，吸合階段線圈電流的保持值越小。對表2進(jìn)行擬合分析，可得到線圈電流保持值的近似計算式：

(8)

式中：Rl為線圈電阻。

因此，在已知硬件參數(shù)的情況下，可利用式(8)計算線圈的期望電流值。以本文分析的CPS樣機為例，其電磁系統(tǒng)在吸合階段的期望電流值為0.1 A。

3.2 不同參數(shù)對不同勵磁電壓下電流差異的影響

對于帶電流反饋的智能控制方案而言，除了在相同勵磁電壓下保持線圈電流不變外，在不同勵磁電壓下維持線圈電流不變也是其設(shè)計要求之一。因此，在保持線圈期望電流值0.1 A不變的前提下，選取不同放大系數(shù)A分析其對不同勵磁電壓下電流差異的影響?；鶞?zhǔn)電壓yr根據(jù)式(8)求得，如表3所示。

表3 不同放大系數(shù)所對應(yīng)的基準(zhǔn)電壓值

利用上文提出的仿真方法，可求得不同勵磁電壓下、對應(yīng)表3各參數(shù)的吸合階段線圈電流值，如表4所示。

表4 不同參數(shù)對不同勵磁電壓下電流的影響 mA

由表4可知，隨著勵磁電壓增加，線圈的保持電流略有增加，放大系數(shù)A越大，不同勵磁電壓之間的保持電流差別越小。從這點來說，放大系數(shù)A應(yīng)該越大越好，但考慮到硬件電路受阻值偏差等因素的影響，實際設(shè)計時只要電流差異不超過線圈期望電流的5%即可。另外，考慮到對元器件精密度要求的影響，基準(zhǔn)電壓設(shè)計值也不應(yīng)過小，表4中放大系數(shù)A的最佳值為15.0，對應(yīng)基準(zhǔn)電壓為0.28。

4 結(jié) 語

(1) 將帶電流反饋的智能控制方案應(yīng)用于控制與保護(hù)電器(CPS)后，其線圈電流更加平穩(wěn)，紋波更小，相應(yīng)的鐵心渦流損耗也減少。

(2) 針對帶電流反饋智能控制的CPS磁系統(tǒng)，提出一種對其動態(tài)特性進(jìn)行仿真的方法，解決了反饋電流值與CPS系統(tǒng)狀態(tài)方程的耦合問題。

(3) 仿真與試驗結(jié)果表明，引入帶電流反饋智能控制方案后，CPS電磁系統(tǒng)的吸合過程幾乎為恒流控制，因此可直接根據(jù)反力特性設(shè)計吸合和保持階段的最佳電流值。

(4) 相同放大系數(shù)A，基準(zhǔn)電壓yr越大，吸合階段線圈電流的保持值越大；相同基準(zhǔn)電壓yr，放大系數(shù)A越大，吸合階段線圈電流的保持值越小。隨著勵磁電壓增加，線圈保持電流略有增加，放大系數(shù)A越大，不同勵磁電壓的保持電流差別越小。