何曉鳳，朱建平，姜 嚴

(1.淮陰工學院 電子信息工程學院，江蘇 淮安 223003；2.南京理工大學 電子工程與光電技術學院，江蘇 南京 210094；3.南京師范大學 物理科學與技術學院，江蘇 南京 210023)

0 引言

頻率選擇表面(Frequency Selective Surface，FSS)通常由多個相同單元結構在二維平面方向上周期排列構成，廣泛應用于雷達罩[1-4]、天線副反射器[5]、吸波材料[6]以及電磁屏蔽[7]等領域，備受研究人員關注。一種基于子波長感性柵格和彎折耶路撒冷槽組合結構的小型化帶通FSS被提出[8]。Jin等[9]通過將刻蝕圓形金屬貼片的介質柱插入帶孔的金屬板，借助電磁耦合作用，實現了具有二階帶通的FSS。但是上述2種FSS[8-9]的通帶外均沒有傳輸零點，其帶外抑制性能較差。后來，研究人員分別采用屏蔽微帶線[10]、方同軸波導[11]和介質集成波導[12]結構設計了帶通FSS，在通帶兩側各引入一個傳輸零點，但是帶外阻帶寬度仍較窄。文獻[13]基于矩形波導和方形介質諧振器的組合結構設計了具有右側寬阻帶的帶通三維(Three-Dimensional，3-D)FSS。Li等[14]采用單層槽線實現了超寬阻帶的帶通3-D FSS。文獻[15]基于環(huán)形諧振器之間的孔徑電磁耦合效應，提出了寬阻帶的帶通FSS。為了滿足5G電磁干擾屏蔽的應用需求，文獻[16]借助金屬化過孔結構和電磁耦合效應，實現了一種具有二階通帶和寬阻帶的3-D FSS。運用水平和垂直的雙面平行帶線設計了具有寬帶外抑制特性的雙極化3-D FSS[17]。Zhao等[18]采用空心金屬管和圓形金屬盤2層陣列設計了零點可調的寬阻帶帶通FSS，但是由于單元結構的電尺寸較大，其角度穩(wěn)定性較差。

本文基于平行板波導(Parallel Plate Waveguide，PPW)和短方同軸線(Square Coaxial Line，SCL)的組合結構，提出了一種超寬阻帶的帶通3-D FSS。通過在PPW傳播路徑中加載一對金屬化過孔，在縫隙耦合作用下，實現了具有2個傳輸極點的通帶。通過加載含有H形槽的縫隙和2個短SCL，在通帶右側帶外引入3個傳輸零點，形成寬阻帶。因此，所提出的3-D FSS具有雙極化、寬阻帶和良好的角度穩(wěn)定性等優(yōu)勢。

1 FSS單元結構

圖1給出了超寬阻帶帶通3-D FSS單元結構的演變過程。周期單元的原始結構(a)包括PPW路徑和方形波導路徑。步驟①：通過在PPW路徑中加載金屬化過孔來構建雙模諧振器[4]，用于產生所需要的二階通帶。步驟②：在方形波導路徑中加載短SCL結構，利用電磁波在短SCL末端反射，引入傳輸零點。步驟③：將金屬塊插入短SCL內部，避免方形波導諧振腔對單元結構特性產生影響。步驟④：繼續(xù)加載一個短SCL結構，用于產生另一個傳輸零點。步驟⑤：為了進一步拓展阻帶帶寬，在PPW路徑導體中央位置加載一個含H形槽的縫隙，同時將金屬化過孔分布在縫隙兩側，從而引入第3個傳輸零點。經過以上5步的演變，可得到超寬阻帶帶通3-D FSS單元結構(f)。

圖1 單元結構的演變過程Fig.1 Evolution process of the unit cell

提出的超寬阻帶帶通3-D FSS 4×4個單元示意圖如圖2(a)所示。單元結構的透視圖、俯視圖、側視圖和剖面圖分別如圖2(b)、圖2(c)、圖2 (d)和圖2(e)所示。單元結構內有3層金屬結構，從外到內分別定義為外層導體、中間導體和內層導體，其中外層導體厚度近似為零，內層導體為實心金屬塊。單元結構的周期大小為p，厚度為t，外層導體、中間導體內壁和外層導體的邊長分別為a，b和c，中間導體壁厚為w，中間導體和內層導體的高度均為h，外層導體中央有一個含有H形槽的縫隙，縫隙寬度為s，縫隙兩側各有一個直徑為d的金屬化過孔，H形槽的尺寸用w1，w2和w3來定義。此時，在單元結構的入射端形成了2個相同高度的短SCL結構，在相鄰單元結構之間形成PPW傳播路徑。PPW傳播路徑內填充介質1，相應的介電常數為εr1，其余部分填充介質2，相應的介電常數為εr2。

(a) 4×4個單元示意

(b) 單元結構透視圖

(c) 單元結構俯視圖

(d) 單元結構側視圖

(e) 單元結構剖面圖圖2 超寬阻帶帶通3-D FSSFig.2 Bandpass 3-D FSS with ultra-wide stopband

2 FSS濾波響應

提出的超寬阻帶帶通3-D FSS的設計參數如表1所示，圖3給出了該3-D FSS傳輸與反射系數的HFSS仿真結果。

表1 超寬阻帶帶通3-D FSS的設計參數Tab.1 Design parameters of bandpass 3-D FSS with ultra-wide stopband

圖3 超寬阻帶帶通3-D FSS傳輸與反射系數的HFSS仿真結果Fig.3 HFSS simulation results of transmission and reflection coefficient of bandpass 3-D FSS with ultra-wide stopband

由圖3可以發(fā)現，在低頻處產生一個平坦通帶，通帶的2個傳輸極點分別位于fp1(2.82 GHz)和fp2(3.02 GHz)，中心頻率為2.92 GHz，3 dB相對帶寬為15.4%，單元結構的電尺寸大小為0.122λ0×0.122λ0，其中λ0為通帶中心頻率在真空中對應的波長。通帶右側存在一個具有3個傳輸零點的阻帶，傳輸零點分別位于fz1(3.6 GHz)，fz2(4.64 GHz)和fz3(5.88 GHz)處。由于fz1和fz3處的傳輸零點存在于阻帶的上下邊帶處，而fz2處的傳輸零點位于阻帶中心處，因此，擴寬了阻帶的相對帶寬，20 dB帶寬為2.93 GHz(3.3～6.23 GHz)，其相對帶寬RBW20 dB約為100.3%，很好地兼顧了阻帶的陡峭性與抑制深度。

3 FSS工作機理

3.1 電場矢量分析

為了深入分析提出的超寬阻帶帶通3-D FSS的工作機理，對3-D FSS所有傳輸零極點處的電場矢量進行了分析。通帶中的2個傳輸極點的電場矢量分布如圖4所示，可以看出,僅PPW路徑傳播電磁波，且支持TEM波的傳播。圖4(a)給出了fp1處的電場矢量分布情況，假設以單元結構1/2高度處為對稱面，對稱面兩側區(qū)域內的電場矢量幅值在兩端處具有最大值并逐漸減小，并在金屬化過孔處具有最小值。由于對稱面兩側的電場矢量方向不發(fā)生改變，此時，對稱面可以等效為理想磁壁，因此fp1是由PPW路徑中1/4波長諧振器R1產生的。圖4(b)給出了fp2處的電場矢量分布，對稱面兩側區(qū)域內的電場矢量幅值與fp1處具有相同的分布趨勢，但是對稱面兩側區(qū)域內的電場矢量方向相反，此時，對稱面可以等效為理想電壁，因此fp2是由PPW路徑中的1/2波長諧振器R2產生的。綜上所述，提出的超寬阻帶帶通3-D FSS的通帶由PPW傳播路徑產生。

(a) fp1

(b) fp2圖4 2個傳輸極點處的電場矢量分布Fig.4 Distributions of electric-field vector at two transmission-pole frequencies

3個傳輸零點處的電場矢量分布情況如圖5所示。

(a) fz1

(b) fz2

(c) fz3圖5 3個傳輸零點處的電場矢量分布Fig.5 Distributions of electric-field vector at three transmission-zero frequencies

如圖5(a)所示，在PPW路徑中，加載H形槽的縫隙由于增大了縫隙兩側金屬方筒壁邊緣的長度，產生了較大的并聯電感，導致電磁波在較低頻率下出現了反射現象。由文獻[11]可知，外短SCL路徑端面方形槽諧振模式被激勵起來，形成了諧振器R3，但電場矢量在末端出現了反射現象，以上2處反射共同作用產生了傳輸零點fz1。在圖5(b)中，fz2處僅有外短SCL路徑諧振器R3被激勵，且末端出現了反射，由此產生了傳輸零點fz2。在圖5(c)中，與傳輸零點fz2產生機理相似，在fz3處僅內短SCL路徑方形槽諧振器R4被激勵且末端出現了反射現象，由此也引入了傳輸零點fz3。綜上所述，超寬阻帶帶通3-D FSS右側阻帶中最靠近通帶的傳輸零點由PPW路徑和外短SCL路徑共同產生，第2個傳輸零點由外短SCL路徑產生，第3個傳輸零點由內短SCL路徑產生，因此，可以通過選擇合適的3-D FSS設計參數，實現一個理想的寬阻帶濾波特性。

超寬阻帶帶通3-D FSS的等效電路拓撲如圖6所示。當電磁波從輸入端口1進入時，PPW路徑、外短SCW路徑和內短SCW路徑均被激勵。PPW路徑由于加載金屬化過孔，分裂為奇模和偶模2個諧振器R1和R2，分別產生PPW的1/4波長諧振和1/2波長諧振，產生了2個傳輸極點。外短SCW路徑和內短SCW路徑分別提供諧振器R3和R4，均由端面上的方形槽產生一個波長諧振，電磁波在諧振器R3和R4末端均發(fā)生了反射，產生了2個傳輸零點。諧振器R1和R3末端的反射共同影響產生了第3個傳輸零點。電磁波最終從PPW路徑的輸出端口2輸出。

圖6 3-D FSS等效電路拓撲Fig.6 Equivalent circuit topology of 3-D FSS

3.2 參數分析

超寬阻帶帶通3-D FSS主要設計參數對其反射與傳輸系數的影響如圖7所示。

(a) 參數w3

(b) 參數w

(c) 參數c圖7 3-D FSS主要設計參數對其反射與傳輸系數的影響Fig.7 Influence of main design parameters of 3-D FSS on its reflection and transmission coefficients

① 參數w3：圖7(a)給出了H形槽參數w3的變化對3-D FSS反射與傳輸系數的影響。由圖7(a)可以看出，通帶和通帶旁傳輸零點fz1隨著參數w3增大而向高頻移動，原因在于一個較大的w3將會使得基于階梯阻抗諧振器(Stepped Impedance Resonator，SIR)的傳播路徑中阻抗比變小，從而導致電長度變小。右側阻帶中傳輸零點fz2，fz3不受參數w3的影響。

② 參數w：圖7(b)給出了中間導體壁厚w的變化對3-D FSS反射與傳輸系數的影響。由圖7(b)可以看出，通帶與傳輸零點fz1，fz3位置基本不受參數w的影響，而傳輸零點fz2隨著參數w增大向低頻移動，原因在于較大的w將會使外短SCL的諧振頻率變低，且外短SCL末端不連續(xù)處將產生電磁波反射現象。

③ 參數c：圖7(c)給出了內導體邊長c的變化對3-D FSS反射與傳輸系數的影響。由圖7(c)可以看出，通帶與傳輸零點fz1，fz2基本不受參數w的影響，而傳輸零點fz3隨著參數c增大往低頻移動，原因在于較大的c會使內短SCL的諧振頻率變低，且內短SCL末端不連續(xù)處將產生電磁波反射現象。

由上述分析可知，一方面?zhèn)鬏斄泓cfz1會始終保持在通帶右側，保證了3-D FSS高頻率選擇性能，合理地選擇設計參數能夠調整阻帶內其他傳輸零點的位置，從而改善右側阻帶的寬度或抑制深度；另一方面，通過上述傳輸零點處的電場矢量分析可以發(fā)現，右側阻帶fz2，fz3分別由單元結構中的外短SCL和內短SCL末端不連續(xù)性引起的電磁波反射而產生的，因此，可以通過嵌套更多的短SCL結構，引入更多的傳輸零點來改善3-D FSS右側阻帶性能，當嵌套短SCL數量為N時，在3-D FSS右側阻帶能夠產生N+1個傳輸零點。

4 極化獨立性和角度穩(wěn)定性

超寬阻帶帶通3-D FSS在TE和TM兩種極化模式下的頻率響應曲線如圖8所示。由圖8可以看出，在TE和TM模式下的頻率響應仿真曲線基本一致，這說明提出的3-D FSS具有雙極化性能，原因在于提出的3-D FSS單元結構具有對稱性。超寬阻帶帶通3-D FSS在不同極化模式和不同入射角(0°，20°和40°)條件下的傳輸系數和反射系數仿真結果如圖9所示。由圖9可以看出，3-D FSS通帶內的插入損耗值均小于1 dB，回波損耗值均大于15 dB，同時，隨著入射角度的增加，通帶和阻帶的性能沒有發(fā)生明顯惡化，原因在于提出的3-D FSS單元結構具有較小的電尺寸，降低了對大角度斜入射電磁波的敏感性，從而提高了該3-D FSS的角度穩(wěn)定性。

圖8 TE和TM極化模式下該3-D FSS的頻率響應Fig.8 Frequency responses of 3-D FSS under TE and TM polarization modes

(a) TE極化

(b) TM極化圖9 3-D FSS在斜入式條件下的傳輸與反射系數仿真結果Fig.9 Simulation results of transmission and reflection coefficients of 3-D FSS under oblique incidence

5 不同帶通FSS設計的性能比較

與現有一些具有相似頻率響應的FSS的性能比較如表2所示。由表2可以看出，提出的3-D FSS在雙極化、帶外抑制寬度以及角度穩(wěn)定性等方面具有較大的優(yōu)勢。

表2 具有相似頻率響應的FSS設計的性能比較Tab.2 Performance comparison of FSS designs with similar frequency responses

6 結束語

本文設計了一種以PPW和短SCL組合結構為周期單元的超寬阻帶3-D FSS，通過在PPW路徑中間位置設計一對金屬化過孔，構造了雙模諧振器，借助中央縫隙電磁耦合產生了2個傳輸極點，形成所需的通帶。通過含有H形槽的縫隙和短SCL結構的設計，在通帶右側帶外引入了3個傳輸零點，拓展了阻帶帶寬。該3-D FSS具有雙極化、寬阻帶以及良好的角度穩(wěn)定性等優(yōu)點，可以很好地滿足實際工程應用中對帶外抑制寬度有要求的場景。