江師齊 王 衛(wèi) 王盼寶 徐殿國

一種結構對稱型電磁集成電磁干擾濾波器分析與設計

江師齊 王 衛(wèi) 王盼寶 徐殿國

（哈爾濱工業(yè)大學電氣工程及自動化學院 哈爾濱 150001）

針對電力電子變換器高頻化發(fā)展趨勢下電磁干擾（EMI）問題及其給高功率密度化設計帶來的挑戰(zhàn)，該文利用柔性多層帶材（FMLF）技術，提出一種結構對稱型EMI濾波器電磁集成設計方案。此方案通過共模（CM）電容-線電感和差模（DM）電容-CM電感基本集成單元推演出基于UU型磁心的L/N對稱型EMI濾波器全集成結構，并采用合理的端口配置方式實現(xiàn)CM和DM濾波元件功能解耦，從而簡化CM和DM集總等效電路，進而簡化其參數(shù)分析、整定和設計。以一臺輸出功率為500W的SiC-MOSFET高頻電壓源逆變器為實驗平臺，在利用Maxwell軟件進行合理性驗證的前提下，分別設計分立型、磁集成型和電磁集成型EMI濾波器樣機并進行對比實驗，驗證了所提方案的可行性和有效性。實驗結果表明，在CM和DM插入損耗設計目標相同的情況下，所提電磁集成方案可有效減小體積和質量，有助于提升系統(tǒng)功率密度。

高頻變換器 電磁干擾（EMI） 電磁集成 EMI濾波器 柔性多層帶材（FMLF） 共模（CM） 差模（DM）

0 引言

近年來，在電力開關管高頻化發(fā)展趨勢下，電磁干擾（Electromagnetic Interference, EMI）問題的解決已成為開關電源、電驅系統(tǒng)、逆變系統(tǒng)等電力電子變換器設計過程中的一個重要挑戰(zhàn)[1-3]。過高的EMI水平不僅會直接影響該系統(tǒng)自身的工作性能和使用壽命，還會間接干擾周圍電氣設備的正常運行，尤其是與干擾源共地的設備[4]。因此，許多國際權威機構提出了相應的電磁兼容（Electromagnetic Compatibility, EMC）標準，如歐盟EN系列和國際電工委員會CISPR系列標準[5-6]。這些標準均對電氣設備在150kHz～30MHz頻率范圍內的傳導EMI噪聲幅值提出了限制要求。

由于產(chǎn)生和影響EMI的因素非常多，很難通過消除干擾源的方法從根本上解決EMI問題。因此，采用EMI濾波器一直以來都是抑制電力電子變換器傳導EMI最基本和最重要的方法。無源EMI濾波器（Passive EMI Filter, PEF）不僅性能穩(wěn)定、易于設計，而且成本較低，因此被廣泛應用于工業(yè)領域[7]。PEF通常包括共模（Common-Mode, CM）和差模（Differential-Mode, DM）濾波元件。其中，CM濾波電路一般為CL型結構，DM濾波電路為LC型或p（CLC）型結構。因為CM和DM EMI噪聲傳導路徑不同，所以其相應的濾波電路端口配置有所差異。CM電容連接于相線和地之間，其容值受限于漏電流標準，因此往往需要較大的CM電感來滿足CM衰減需求。而DM電容連接于相線之間，其耐壓值須大于或等于線電壓，而且所取容值相對較大，這直接使DM電容具有較大的體積。另外，CM電感的漏感往往太小而無法滿足DM衰減需求，通常需要配置獨立的DM電感。上述因素促使EMI濾波器成為了電力電子變換器中體積和質量來源的主要功能模塊之一。相關文獻指出，EMI濾波器的體積和質量占比有時可高達整個系統(tǒng)的50%[8]，這是提升系統(tǒng)功率密度的一個主要障礙。因此，如何設計有效的緊湊型、輕量型EMI濾波器是電力電子系統(tǒng)高頻化發(fā)展面臨的一個關鍵問題，有待進一步研究。

利用無源集成技術一直以來都是減小功率濾波電路體積和質量最典型的方法。根據(jù)集成對象性質，無源集成技術主要分為以下兩種類型[9]：

（1）磁集成技術：感性元件的集成設計。

（2）電磁集成技術（Electromagnetic Integration Technique, EMIT）：容性和感性元件的集成設計。

磁集成技術旨在利用合理的磁心結構，采用磁耦合或解耦的方式實現(xiàn)不同功能磁性元件的集成設計，在電力電子變換器中被廣泛運用[10-12]。但由于集成對象類型的單一化，其發(fā)展有很大的局限性。相比之下，新興的EMIT則具有更好的發(fā)展和應用前景?，F(xiàn)行EMIT包括平面電磁集成和基于柔性多層帶材（Flexible Multi-Layer Foil, FMLF）的電磁集成兩種類型，相比于前者，后者具有減小繞組總長度、縮減使用面積和減少渦流損耗等優(yōu)勢[9, 13]。目前，在電力電子相關領域還未建立成熟的FMLF技術應用體系，許多研究人員正致力于這一技術的深入開發(fā)，包括其在諧振變換器、多級變換器、諧波濾波器和EMI濾波器優(yōu)化設計等方面的研究[14-17]。文獻[18]提出了一種高集成度CM扼流圈，利用柔性帶材技術將CM電感和CM電容集成到一個磁心單元，以減小整個濾波器的體積和質量。但此方案將CM電感的漏感作為DM電感，使DM插入損耗受到較大限制且不易控制。而且往往需要額外配置DM電容來改善DM插入損耗，致使濾波模塊集成度降低。為了彌補此缺陷，文獻[19]設計了兩種改進型EMI濾波器電磁集成結構：一種結構可實現(xiàn)CM電感、CM電容和DM電容的集成；另一種結構在此基礎上進一步集成了DM電感。但前者交錯并聯(lián)的雙線（L和N線）繞組結構，使CM電感的漏感非常小，DM噪聲抑制能力也因此具有較大局限性；后者雖兼具較好的CM和DM插入損耗，但其非相線對稱結構容易導致L和N線阻抗失衡，產(chǎn)生CM噪聲向DM噪聲轉化的現(xiàn)象，不利于噪聲抑制[12]。

本文針對上述問題，利用UU型磁心設計了一種結構對稱型EMI濾波電路全集成方案。所提結構包含4個FMLF繞組，兩個單層繞組作為CM電容和DM電感集成單元，兩個多層繞組作為CM電感和DM電容集成單元。另外，通過合理的端口配置方式，可實現(xiàn)CM和DM濾波電路功能解耦，進而可簡化濾波器的CM和DM等效電路，便于參數(shù)分析和設計。最后，本文針對一臺500W高頻逆變器實驗平臺，設計所提電磁集成EMI濾波器樣機，通過實驗測試和對比分析來驗證所提方案的可行性。

1 所提EMI濾波電路電磁集成結構

基于FMLF技術的電磁集成基本原理示意圖如圖1所示，圖中，F(xiàn)MLF繞組由絕緣層、電介質層和導體層組成。絕緣層起隔離保護作用；導體層作為電能傳輸層主要充當電感線圈，有時根據(jù)需要也可作為接地層；電介質層內嵌于不同電氣層之間，可用以形成不同形式的電容。

圖1 基于FMLF技術的電磁集成原理示意圖

圖2所示為四端口FMLF繞組模型在兩種不同端口激活模式下的等效電路。在模式1下，繞組1等效為一個獨立線電感和CM電容組成的三端口電路。在模式2下，繞組2等效為一個CM電感和DM電容組成的四端口電路。這兩種結構足以滿足EMI濾波器設計需求，可將繞組1或其衍生繞組作為DM電感和CM電容基本集成單元，將繞組2或其衍生繞組作為CM電感和DM電容基本集成單元。一般情況下，DM電感和CM電容設計值均較小，而CM電感和DM電容設計值均較大。根據(jù)文獻[17]，本文采用單電氣層（L或N線層數(shù)為1）FMLF繞組來設計DM電感和CM電容集成單元，采用多電氣層（L或N線層數(shù)大于1）FMLF繞組來設計CM電感和DM電容集成單元。圖3所示為UI磁心、單電氣層繞組（W-S）和多電氣層繞組（W-M）構成的EMI濾波器子模塊，圖3a為其端口配置和等效電路。此時，由于只有單個W-S，所以只能在單一相線上形成濾波電感，而且也無法形成對稱的CM電容。另外，如圖3b～圖3c所示，在DM電流激勵下，W-M中L和N線繞組產(chǎn)生的磁動勢會相互抵消，總磁動勢等效為W-S產(chǎn)生的磁動勢；在CM電流激勵下，W-M中L和N線繞組產(chǎn)生的磁動勢相互增強，但W-S的自感會使其所在相線的線路電感增大。

圖2 FMLF繞組在不同端口激活方式下的等效模型

圖3 EMI濾波電路電磁集成子模塊

根據(jù)上述分析，子模塊的CM和DM電路均為非對稱結構，若要實現(xiàn)結構對稱型EMI濾波電路的電磁集成，則至少需要兩個單電氣層繞組用以均衡L和N線線路阻抗及其對地阻抗。據(jù)此，本文基于UU型磁心，利用兩組子模塊進行有機組合，其結構如圖4a所示。圖中，T1(a～c)、T2(a～d)、T3(a～c)和T4(a～d)分別為繞組W1、W2、W3和W4的電氣連接端子。兩個單電氣層繞組W1和W3采用端口激活模式1，繞組間采取DM耦合接法；兩個多電氣層繞組W2和W4采用端口激活模式2，繞組間采取CM耦合接法。如此，W1和W3分別構成L線和N線DM電感- CM電容集成模塊，W2和W4共同構成CM電感-DM電容集成模塊。另外，此接線方式不僅利用了W1和W3之間的DM全耦合、W2和W4之間的CM全耦合，而且可同時實現(xiàn)W1（或W3）與W2（或W4）之間的解耦。如圖4b和圖4c所示，在DM電流激勵下，W1和W3產(chǎn)生的磁通1_DM和3_DM相互增強，W2和W4中L和N線繞組產(chǎn)生的磁通相互抵消；而在CM電流激勵下，W1和W3產(chǎn)生的磁通相互抵消，W2和W4產(chǎn)生的磁通2_CM和4_CM則相互增強。

圖4 結構對稱型EMI濾波電路電磁集成設計

2 所提結構模型分析與參數(shù)設計

對所提結構進行模型分析是對其進行參數(shù)辨識和參數(shù)設計的基礎。本節(jié)基于電磁集成EMI濾波器分布參數(shù)模型，在分析各部分參數(shù)主要作用及影響的前提下合理簡化其CM和DM等效電路，進而為其實際應用提供參數(shù)設計準則。

2.1 模型分析

以每一匝作為一個子單元，可將所設計全集成EMI濾波電路電磁分布參數(shù)模型描繪為如圖5所示結構。圖中，1和2分別為W1（或W3）和W2（或W4）的匝數(shù)；1(1～N2)（或1(1～N1)）、2(1～N2)（或2(1～2)）、3(1～1)（或3(1～1)）和4(1～2)（或4(1～2)）分別為W1、W2、W3和W4中各匝分布電容（或電感）；C1(1～(N1-1))和C3(1～(N1-1))分別為W1和W3中第與第+1匝繞組間通過絕緣層形成的跨越寄生電容，=1, 2,…,1-1；C2(1～(N2-1))和C4(1～(N2-1))分別為W2和W4中第與第+1匝繞組間跨越寄生電容，=1, 2,…,2-1；1pq和3pq分別為W1和W3中第匝和第匝繞組間的互感，,=1, 2,…,1且≠；2jk和4jk分別為W2和W4中第匝和第匝繞組間的互感，,=1, 2,…,2且≠；1p-3q（或2j-4k）為W1中第匝與W3中第匝（或W2中第匝與W4中第匝）繞組間的互感，此時與，與可相等。由圖5可知，在CM信號激勵下，只有W1與W3產(chǎn)生的電容和W2與W4產(chǎn)生的電感發(fā)揮作用；在DM信號激勵下，則主要是W1與W3產(chǎn)生的電感和W2與W4產(chǎn)生的電容生效。另外，W1和W3中跨越電容分布在相線和地之間，呈CM連接模式；W2和W4中跨越電容分布于L和N線之間，呈DM連接模式。但由于絕緣層的厚度遠大于電介質層，且其介電常數(shù)較小，因此在預期設計中可忽略跨越電容對CM和DM電容的影響。根據(jù)上述分析，所提電磁集成結構的集總等效電路如圖6a所示。圖中，W1、W2、W3和W4分別為繞組W1、W2、W3和W4形成的線電感；W1、W2、W3和W4分別為對應繞組形成的分布電容。

圖5 所提結構電磁分布參數(shù)模型

圖6 電磁集成EMI濾波器集總等效電路

由圖6a可分別得到全集成EMI濾波器的CM和DM等效電路，如圖6b和圖6c所示。CM結構等效為Γ型濾波電路，CM為CM電容；CM_L和CM_N分別為L和N線上CM線路電感；CM-eq和CM-eq分別為等效CM濾波電容和電感。DM結構等效為p型濾波電路，DM1和DM分別為由W1& W3和W2& W4形成的等效DM電容；DM-eq為等效DM電感?；谝陨戏治?，可對所提電磁集成EMI濾波器的濾波參數(shù)進行估算，進而可在實際應用中按需設計集成參數(shù)。

2.2 參數(shù)設計

2.2.1 CM濾波參數(shù)

由于結構設計的對稱性，在上述CM等效濾波電路中，CM=W1=W3；W2=W4；CM_L=CM_N=W2+W4。等效CM濾波電容和電感可表示為

式中，i和c分別為對應繞組絕緣層和導體層的厚度；0和r分別為真空磁導率和磁心的相對磁導率；和為磁心邊柱尺寸；eq和eq分別為磁回路等效長度和橫截面積，磁心尺寸示意圖如圖7所示。

圖7 磁心尺寸示意圖

2.2.2 DM濾波參數(shù)

在DM濾波電路中，W2=W4；W1=W3。等效DM濾波電容和電感可表示為

式中，t2和e分別為W2或W4的總長度及其電氣層的寬度；1_DM和3_DM分別為W1和W3在DM激勵下產(chǎn)生的磁通。

另外，需要考慮磁心的防磁飽和設計。由于CM電流往往非常小，而且只有部分會流經(jīng)繞組，因此CM電流產(chǎn)生的磁通一般很小，磁回路中的磁通則主要由工頻電流激勵下的DM電感繞組產(chǎn)生。這些磁通會給磁心帶來一定的偏置磁通密度，如果偏置磁通密度過大，使磁心飽和，則會嚴重損害濾波器濾波性能。為避免上述不利情況，設計參數(shù)需滿足

式中，sat為磁心的飽和磁通密度；max和max分別為系統(tǒng)工作在最大功率點時的電流和磁心磁通密度。

3 仿真和實驗驗證

為驗證所提方案的可行性和有效性，本節(jié)以一臺500W SiC-MOSFET逆變器為設計對象進行仿真和實驗驗證。高頻逆變器實驗平臺如圖8所示，系統(tǒng)采用雙極性SPWM策略，開關頻率為100kHz，直流側輸入電壓為400V。

圖8 高頻逆變器實驗平臺

本設計以滿足EN55011 B類設備電磁干擾標準為目標，利用一款內置共差模分離器的單相LISN來檢測系統(tǒng)的傳導EMI噪聲。首先測試系統(tǒng)未配置EMI濾波器時初始CM和DM EMI噪聲，再根據(jù)噪聲衰減需求得到預期的CM和DM濾波參數(shù)，進而以實現(xiàn)預期參數(shù)為目標指導電磁集成EMI濾波器的參數(shù)設計。針對本平臺，預期設計的濾波器參數(shù)分別為：CM-eq=3mH；DM-eq=100mH；CM=2 200pF；DM=0.1mF。另外，所采用的UU型磁心型號為TDK公司旗下的PC40 UU58/33/14，其相對磁導率r= 2 300（23℃），飽和磁通密度sat=500mT（23℃）、380mT（100℃）。為減小W1和W3帶來的偏置磁通密度，本方案利用兩組上述UU型磁心進行層疊，以增加磁路的橫截面積。在繞組設計中，分別采用耐高溫絕緣膠帶、柔性銅箔和聚酰亞胺（Polyimide, PI）薄膜作為絕緣層、導體層和電介質層。相比于市場上其他幾種電介質薄膜材料（如聚丙烯和聚苯硫醚），PI膜具有較好的綜合性能，其相對介電常數(shù)較大（約為3.5），而且具有較高的擊穿電壓（280V/mm）和較好的耐高溫性。根據(jù)第2節(jié)內容，結合所選材料（包括磁心和帶材）的尺寸和特性，繞組W1～W4的設計參數(shù)見表1。1=2，此時由W1和W3引入的偏置磁通密度計算值為192.7mT，滿足防磁飽和設計要求。需注意的是，為統(tǒng)一各繞組線路中的電流密度，W1和W3中導體層厚度是W2和W4中導體層厚度的2倍。另外，絕緣層和電介質層的寬度略大于導體層，其目的是給相鄰導體層間提供一定的位置容錯率，避免相鄰導體層因易接觸而發(fā)生短路。

表1 電磁集成EMI濾波器設計參數(shù)

圖9所示為設計的結構對稱型電磁集成EMI濾波器樣機，其等效集總參數(shù)的期望值、計算值和測量值見表2，測量值與計算值比較接近，基本滿足設計預期。此外，為體現(xiàn)所提電磁集成濾波器的良好EMI抑制效果和其在提升系統(tǒng)功率密度方面的優(yōu)勢，設計了傳統(tǒng)分立型和磁集成型EMI濾波器與之對比。如圖10a、圖10b所示，兩者均采用與電磁集成EMI濾波器相同的磁心，繞組采用直徑為1.4mm的漆包線繞制（使導體橫截面積與FMLF繞組導體層的橫截面積基本一致）。如此，在確保不同類型EMI濾波器各參數(shù)（包括磁心型號、繞組匝數(shù)、電流密度以及磁心磁通密度）相同的情況下，體現(xiàn)電磁集成方案的優(yōu)勢。在分立型濾波器中，UU型磁心用以設計CM電感，其結構如圖10c所示，并按照濾波參數(shù)期望值額外配置了2個50mH的獨立DM電感、2個2 200pF的CM電容和1個0.1mF的DM電容。在磁集成濾波器中，UU型磁心用以設計CM和DM集成電感，其結構如圖10d所示，所配置的CM和DM電容與前者相同。上述三種EMI濾波器的質量和體積對比如圖11所示，相比于分立結構，所提方案可使質量和體積分別減小12.8%和22.4%；相比于磁集成結構，所提方案在質量上雖無明顯優(yōu)勢，但其體積可減少13.0%。

圖9 結構對稱型電磁集成EMI濾波器樣機

表2 電磁集成EMI濾波器等效集總參數(shù)

當系統(tǒng)以額定功率輸出時，輸出端電壓和電流波形如圖12所示，此時，電流峰值max約為3.2A。以3.2A DM電流為激勵，在Maxwell環(huán)境下對不同類型EMI濾波電感的磁通分布進行有限元仿真分析，結果如圖13所示。由圖13a可知，CM繞組產(chǎn)生的磁通較小，在分立型CM電感中一般不會引起磁飽和問題。而從圖13a與圖13b之間的對比可知，DM繞組是磁路中磁通的主要來源。在CM和DM集成電感中，磁通顯著增加，磁心的平均分布磁通密度約為200mT，最大磁通密度約為250mT。在電磁集成EMI濾波器中，磁心的磁通分布情況與前者類似，如圖13d所示，符合設計預期。另外，通過圖13a與圖13c的對比可發(fā)現(xiàn)，柔性帶材繞組有利于減小漏磁，可以在一定程度上減少輻射干擾。

圖10 分立型和磁集成型EMI濾波器

圖12 逆變系統(tǒng)以額定功率輸出時電壓和電流波形

圖13 不同類型集成濾波器的磁通分布

為直觀體現(xiàn)所設計濾波器的EMI衰減性能，利用矢量網(wǎng)絡分析儀對其CM和DM插入損耗進行測試，結果如圖14所示。三種濾波器在低頻段（1MHz以內）的插入損耗非常接近，但因其寄生參數(shù)的差異導致高頻段性能具有較大差異。從整體上看，在150kHz～10MHz頻段內，三種濾波器均具備較高的CM和DM插入損耗，但在10MHz以上，插入損耗大幅度減小。

最后，分別測試配置EMI濾波器前后系統(tǒng)傳導EMI頻譜，通過對比分析進一步驗證所提方案的有效性。圖15給出了系統(tǒng)電路結構及電磁集成EMI濾波器的端口配置方式，對于分立型和磁集成EMI濾波器，則均以CM電容側為輸入端即可。在不同情況下，系統(tǒng)傳導EMI測試結果如圖16所示。由圖16a、圖16b可知，系統(tǒng)CM和DM底噪均較低，符合測試標準，而當系統(tǒng)以額定輸出功率運行時，EMI噪聲顯著增加。系統(tǒng)CM噪聲在整個測試頻段內都保持較高幅值，大幅度超出標準限值要求。而在前級諧波濾波器的作用下，DM噪聲已得到較大程度的衰減，尤其是低頻段，所以其幅值相對較低。圖16c和圖16d分別為配置不同類型EMI濾波器時系統(tǒng)CM和DM噪聲頻譜，可以看出，三種EMI濾波器整體上具有相近的CM和DM噪聲抑制能力，體現(xiàn)了所提電磁集成EMI濾波器設計方案的可行性。通過圖16a與圖16c之間的對比可知，所設計的濾波器均能顯著衰減CM噪聲，只是寄生參數(shù)的影響導致其在20MHz以上頻帶的衰減度略顯不足，這是EMI濾波器設計中普遍存在的問題。同樣，寄生參數(shù)也會削弱高頻DM噪聲抑制能力，但由于DM噪聲衰減需求量較小，濾波器仍可提供足夠的高頻衰減量。如圖16d所示，DM噪聲整體上可滿足標準。

圖14 不同類型EMI濾波器的插入損耗

圖15 電磁集成EMI濾波器在逆變系統(tǒng)中的端口配置方式

圖16 傳導EMI實測結果

4 結論

本文提出了一種基于柔性帶材技術的結構對稱型EMI濾波器電磁集成設計方案。該方案利用UU型磁心和柔性多層帶材繞組將EMI濾波器的感性和容性濾波元件集成在一個磁心單元，并同時實現(xiàn)CM和DM元件的功能解耦。文中給出了所提結構的電磁分布參數(shù)模型及其性能分析，并進一步得到其集總參數(shù)等效電路，為參數(shù)設計提供了理論基礎。最后，以一臺高頻SiC-MOSFET逆變器為設計對象對所提方案進行了實驗分析。結果表明，在保持設計參數(shù)基本一致的情況下，較之傳統(tǒng)分立型和磁集成EMI濾波器，所提電磁集成濾波器不僅具備相似的EMI抑制能力，而且其質量和體積明顯減小。所提方案可為解決高頻電力電子變換器EMI問題提供新思路，使之更好地順應高功率密度發(fā)展趨勢。

現(xiàn)有研究暫未具體考慮柔性帶材繞組寄生參數(shù)的產(chǎn)生機理及其抑制方法，同時對柔性帶材繞組在緩解輻射干擾問題上的潛在優(yōu)勢未做深入討論，后續(xù)工作將重點對上述問題展開分析和研究。

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Yang Yugang, Wu Yanqiu, Sun Xiaoyu, et al. Design of U+U type magnetic integrated transformer in interlaced bidirectional CLLC resonant converter[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2021, 36(2): 282-291.

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Jiang Shiqi, Wang Panbao, Wei Wei, et al. Modeling, analysis and design of the flexible multi-layer foils based single-phase fully integrated EMI filters[J]. Proceedings of the CSEE, 2022, 42(7): 2692-2706.

Analysis and Prototyping of the Electromagnetic Integration of a Structure-Symmetrical Electromagnetic Interference Filter

（School of Electrical Engineering and Automation Harbin Institute of Technology Harbin 150001 China）

Aiming at the electromagnetic interference (EMI) issue and the associated challenge to high power density design under the trend of high frequency of power electronic converters, a flexible multi-layer foil (FMLF) technique based electromagnetic integration scheme of a structure-symmetrical EMI filter is proposed in this paper. In this scheme, the UU-cores based fully integrated structure of L/N-line-symmetric EMI filter is derived from the basic integrated units of common-mode (CM) capacitor & line-inductor, and differential-mode (DM) capacitor & CM inductor. Moreover, a reasonable terminal-configuration is utilized to realize the function-decoupling of CM and DM filtering components, which can predigest the CM and DM lumped equivalent circuits, there by simplifying the parameters’ analysis, calibration and design. Taking a high-frequency SiC-MOSFET voltage source inverter with 500W output power as the experimental platform, the discrete, magnetic integrated and electromagnetic integrated EMI filter prototypes are built for comparative experiments on the premise of using Maxwell software to verify the rationality and feasibility of the proposed scheme. In addition, the results indicate that the proposed electromagnetic integrated approach can effectively reduce the size and weight, and contribute to increasing the system power density under the same design objectives of CM and DM insertion losses.

High-frequency converter, electromagnetic interference (EMI), electromagnetic integration, EMI filter, flexible multi-layer foil (FMLF), common-mode (CM), differential-mode (DM)

TM46

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.220300

國家自然科學基金項目（51977045）和國網(wǎng)黑龍江省電力有限公司科技合作項目（5224372003）資助。

2022-03-07

2022-04-07

江師齊 男，1994年生，博士研究生，研究方向為逆變系統(tǒng)電磁干擾與電磁兼容，以及無源器件電磁集成設計。

E-mail: jiangshiqi@hit.edu.cn

王盼寶 男，1984年生，博士，副教授，研究方向為微電網(wǎng)運行控制與互聯(lián)技術、高集成度變換器拓撲與優(yōu)化技術等。

E-mail: wangpanbao@hit.edu.cn（通信作者）

（編輯 陳 誠）