何貴昆，馬奎，2，楊發(fā)順，2

(1.貴州大學(xué) 大數(shù)據(jù)與信息工程學(xué)院，貴州 貴陽 550025；2.貴州省微納電子與軟件技術(shù)重點實驗室，貴州 貴陽 550025)

0 引言

如今，與線性可變差動變壓器(Linear Variable Differential Transformer，LVDT)式位移傳感器結(jié)合使用的信號調(diào)理芯片正變得越來越流行。在工程應(yīng)用中，有多種對LVDT 傳感器信號進(jìn)行處理的方法，可以采用設(shè)計專門調(diào)理電路的方式，也可以采用專用集成芯片對信號進(jìn)行處理，其中專用集成芯片由于內(nèi)部通常集成了較為完整的LVDT 信號調(diào)理子系統(tǒng)，包括振蕩器、運算放大器等多個關(guān)鍵器件，通過增加幾個外部無源器件就可以提供LVDT 傳感器所需的正弦波激勵信號，相比設(shè)計電路的方式具有電路形式簡單、集成度高等優(yōu)勢，在工程實踐中得到了較為廣泛的應(yīng)用[1-3]。

信號調(diào)理芯片可將傳感器機械位置轉(zhuǎn)換為具有高精度和可重復(fù)性的單極或雙極直流電壓，并且它能使客戶避免信號調(diào)節(jié)和系統(tǒng)校準(zhǔn)問題。由于LVDT 是電氣變壓器設(shè)備，要使用LVDT，需要有某種形式的交流電源來驅(qū)動初級，大多數(shù)標(biāo)準(zhǔn)商使用正弦波激勵，幅度為幾伏的有效值，頻率在1 kHz 和20 kHz 之間。正弦波不必非?！凹儍簟?，總諧波失真(THD)為2%到3%通常是可以接受的。重要的是激勵信號的直流分量應(yīng)保持較低，因為初級繞組中的直流電流會對LVDT 性能產(chǎn)生嚴(yán)重影響，并且次級輸出與激勵振幅成正比，這意味著激勵信號的幅值穩(wěn)定性至關(guān)重要[4]。

本文設(shè)計一種雙極型全差分運算放大器，用于振蕩器的后置模塊，將振蕩器產(chǎn)生的正弦小信號進(jìn)行過濾和放大，產(chǎn)生低失真的正弦差分信號，通過調(diào)節(jié)外部無源元件來設(shè)置正弦信號的增益。在單電源或雙電源工作下輸出直流分量接近為零，波形穩(wěn)定性好，帶負(fù)載能力強，能夠作為激勵信號同時驅(qū)動多個LVDT，廣泛用于驅(qū)動信號發(fā)生領(lǐng)域。

1 整體電路結(jié)構(gòu)概述

本文所設(shè)計雙極型全差分運算放大器框圖如圖1所示，整體電路主要包含輸入級、中間級、輸出級、基準(zhǔn)偏置電路、保護(hù)電路和共模反饋五個模塊。

圖1 雙極型全差分運算放大器電路框圖

按設(shè)計要求，運算放大器通過放大振蕩器的正弦差分信號，輸出一對幅度相同、相位相差180°、低失真的差分信號。幅度范圍通過外接電阻2 V～24 V 可調(diào)(有效值)，輸出直流失調(diào)電壓小，能夠驅(qū)動大功率的負(fù)載。為滿足設(shè)計要求，整體電路采用完全對稱的電路結(jié)構(gòu)，輸入級為共基極放大電路，能夠放大較寬頻率范圍的電壓信號。中間級由共集-共射實現(xiàn)信號的進(jìn)一步放大，輸出級為上下對稱的NPN 功率輸出管，為負(fù)載提供較大的驅(qū)動功率?；鶞?zhǔn)偏置電路包括帶隙基準(zhǔn)和電流偏置電路，為放大器提供穩(wěn)定的靜態(tài)偏置電流。共模采樣電路取電路的輸出共模信號，抵消差分信號后再反饋到輸入級，以調(diào)節(jié)輸出共模電壓，使正弦信號的直流電平幾乎為零。保護(hù)電路主要是過流保護(hù)和一定的過溫保護(hù)，當(dāng)輸出電流過大時，采樣電阻開啟保護(hù)電路，對輸出級和中間級的電流進(jìn)行分流，防止功耗太大燒毀芯片[5-6]。

2 電路的詳細(xì)設(shè)計和模塊分析

2.1 基準(zhǔn)偏置模塊

電壓基準(zhǔn)是模擬電路中不可或缺的一個單元模塊，它為系統(tǒng)提供直流參考電壓，對于模擬電路系統(tǒng)而言，基準(zhǔn)電壓源的性能直接影響到整個系統(tǒng)的精度和性能，基準(zhǔn)的任何偏差和噪聲都會嚴(yán)重影響其他電路的線性度和精度。帶隙基準(zhǔn)電路是基于將兩個具有大小相等、方向相反溫度系數(shù)的電壓相加，而得到與溫度無關(guān)的電壓的原理，電流基準(zhǔn)是由帶隙電壓基準(zhǔn)和一到兩個電阻的組合得到的，然后輸送給系統(tǒng)的其他模塊[7]。

本文考慮電源電壓范圍和整體電路功耗設(shè)計基準(zhǔn)偏置電路如圖2 所示，其中包含帶隙基準(zhǔn)、偏置電路和啟動電路。Vb1、Vb2、Vb3和Vb4與運放的相應(yīng)端口連接，為運算放大器提供合適的偏置電流。偏置的啟動電路包含三極管Q28、Q29、Q30、Q31、Q33、Q34和電阻R21、R22、R23、R24、R25、R26、R28。

圖2 基準(zhǔn)偏置電路圖

當(dāng)電源開啟時，二極管連接形式的三極管Q34 和電阻R26、R28組成的支路電阻最小，最先導(dǎo)通。Q33、Q34組成的比例電流鏡給Q29提供偏置電流，使Q28、Q30、Q31導(dǎo)通。Q28的發(fā)射極電流通過R5、Q11、R6、R7、Q13回路使帶隙基準(zhǔn)電路正常工作。帶隙基準(zhǔn)電壓結(jié)構(gòu)如圖3 所示。

圖3 帶隙電壓電路圖

三極管電流電壓表達(dá)式由指數(shù)形式給出：

三極管VBE電壓可轉(zhuǎn)換為：

Q18 和Q19 三極管VBE電壓可以示為:

可將式(2)帶入式(3)變換為：

Q18 比Q19 的尺寸大得多，尺寸比例為r，本文設(shè)計Q18 和Q19 發(fā)射極面積比例為4:1，ΔVBE為R6兩端的電壓為晶體管的熱電壓。式(4)表明R6的電壓為(PTAT)電壓，通過R6 的電流也是(PTAT)電流。同時需要保證兩個三極管的集電極電流相等，由三極管Q5、Q6、Q7、Q8和電阻R9、R10、R12構(gòu)成的加射極輸出器的電流鏡，給Q18和Q19提供相同的集電極電流。帶隙基準(zhǔn)電壓由電阻R5、R6、R7上的壓降和VBE11和VBE13決定[8]。

帶隙基準(zhǔn)電壓用公式表示為：

使用Cadence 軟件進(jìn)行仿真測試，在單電源電壓15 V、-55 ℃～125 ℃溫度變化下仿真。圖4 為帶隙電壓的溫度特性變化。

圖4 帶隙電壓溫度特性曲線圖

溫漂系數(shù)是衡量帶隙電壓源輸出電壓隨溫度變化的一個性能參數(shù)。其單位為ppm/℃，表示當(dāng)溫度變化1 ℃時，輸出電壓變化的百萬分比。其計算公式為：

根據(jù)式(6)可得本設(shè)計的溫漂系數(shù)為132.2 ppm/℃，當(dāng)溫度變化1 ℃時，帶隙基準(zhǔn)電壓變化約0.013 22%[9]。該帶隙電壓受溫度變化影響小，可以保證帶隙基準(zhǔn)電壓在-55 ℃～125 ℃下正常工作。

2.2 整體電路分析

本文設(shè)計的全差分運算放大器除基準(zhǔn)偏置外的整體電路如圖5 所示，Vin1、Vin2為輸入振蕩器產(chǎn)生的正弦差分信號，為保證輸出信號幅值相同，相位相反，整體電路左右對稱，器件參數(shù)一致。輸出信號的幅值由LEVEL1和LEVEL2 之間的外部電阻調(diào)控，通過改變控幅電阻的大小，輸出不同幅值的信號。

圖5 運放電路圖

輸入級電路由PNP 管Q1～Q2 組成共基極放大電路，放大輸入信號的電壓。晶體管Q3、Q4 和電阻R15、R16、R19、R21組成電壓到電流轉(zhuǎn)換器。標(biāo)記為LEVEL 的兩個節(jié)點被用來通過分流信號的一部分來設(shè)置主信號幅值。Q5、Q6 的基極Vb3與基準(zhǔn)模塊構(gòu)成比例電流源為Q3、Q4 提供靜態(tài)偏置電流。由于晶體管Q5 和Q6 通過相等的電流，環(huán)路迫使晶體管Q3 和Q4 具有相等的電流，盡管前置模塊正弦波輸入引入了不平衡，由于輸出共模為零電平，因此不存在需要校正的非線性。為了提高中間級的電流增益和輸入電阻，中間級采用共集-共射、共集-共集兩種復(fù)合組態(tài)，電流增益約等于。運放輸出信號通過R14、R15、R16、R17組成的電阻網(wǎng)絡(luò)反饋到輸入端，當(dāng)引入了深度負(fù)反饋時，放大倍數(shù)幾乎僅僅取決于反饋網(wǎng)絡(luò)，而與基本放大電路無關(guān)，由于反饋網(wǎng)絡(luò)為無源網(wǎng)絡(luò)，受環(huán)境溫度影響小，因而放大倍數(shù)具有很高的穩(wěn)定性，電路的增益表達(dá)式為：

在LEVEL 端外接的電阻和R17為串聯(lián)的關(guān)系，通過調(diào)節(jié)外接電阻的阻值設(shè)置運放的增益。

本設(shè)計采用多級密勒補償來設(shè)置系統(tǒng)的主極點，實現(xiàn)整體電路的補償。在多級放大器級聯(lián)的情況下，多級放大器的輸出端都有可能產(chǎn)生較低頻的極點，通過密勒電容C1、C2來分裂系統(tǒng)的主極點和次極點，提高整體電路的穩(wěn)定性，第一級主極點設(shè)置為：

其中g(shù)m7、gm9和gm15分別為Q7、Q9、Q15的跨導(dǎo)，R1為輸入級的輸出電阻，RO7、RO9分別為兩級的輸出電阻，RL為負(fù)載電阻[10]。

全差分運算放大器的共模輸出電壓不能通過差分信號的負(fù)反饋來控制，所以需要額外的共模反饋環(huán)路來確定輸出電平，R14、R15、R20、R21組成共模電平采樣電路結(jié)構(gòu)，提出輸出電壓，抵消差分信號和Q3、Q4 基極構(gòu)成閉環(huán)，共模反饋控制環(huán)路會使得放大器的輸出共模電壓穩(wěn)定在正負(fù)電源之間。

輸出級由Q31、Q15、Q19、Q27、Q25、R7、R8構(gòu)成全NPNB類輸出級(如圖6所示)。由于PNP晶體管的載流能力有限，在需要大功率輸出時則考慮這種全N管的輸出級，該電路可以同時產(chǎn)生線性輸出擺幅和良好控制的輸出靜態(tài)工作點。假定Vi靜態(tài)分量是負(fù)的，Q15截止，Ic15=0，則二極管Q19 和三極管Q25 截止，Q23 的集電極電流都傳送到Q31 的基極，輸出電壓為最大正值

圖6 全NPN 管B 類輸出級

為了達(dá)到最大正值，晶體管Q23 要處于飽和狀態(tài)，相反Q31 達(dá)不到飽和狀態(tài)，因為Q31 集電極接電源電壓，而基極電壓不可能超過它。Vi 在正半周期時Q15 作為驅(qū)動器，Q31 作為輸出器件，Vi 在負(fù)半周期時，Q15 作為輸出器件通過功率二極管給負(fù)載提供功率。當(dāng)Q15 飽和時，有最大負(fù)電壓為：

為實現(xiàn)運算放大器的大功率輸出，Q31、Q15 采用大功率的輸出管。如果應(yīng)用過程處于對硅電路不利的環(huán)境中，就有必要通過一根長電纜驅(qū)動LVDT，這導(dǎo)致輸出端的寄生負(fù)載電容通常比較大，為了能夠驅(qū)動大電容負(fù)載，功率輸出級構(gòu)成環(huán)路積分器，運算放大器作為輸入跨導(dǎo)，輸出負(fù)載直接連接到回路積分器，使電路帶負(fù)載能力更強[11-12]。

集成電路輸出級最通常的過載保護(hù)是短路電流保護(hù)。如圖7 輸出級中的部分短路保護(hù)，R30兩端的壓降為Q30 的基極-發(fā)射極電壓，而Q30 一般是截止的。當(dāng)流入功率管Q32 的驅(qū)動電流過大時，限流電阻R30上流過電流變大，Q30 逐漸開始導(dǎo)通，并且將繼續(xù)增大的電流從Q32 的基極轉(zhuǎn)移走，降低輸出電流，達(dá)到過流保護(hù)的功能[13]。

圖7 過流保護(hù)電路圖

當(dāng)電流檢測電阻R27上的壓降變大，Q22 管子開啟后對輸出電流分流，R26為Q13、Q14 基極偏置電阻，當(dāng)流過它的電流增大時，Q11、Q12 構(gòu)成的電流鏡正常工作，注入Q8 管的基極電流被分流，從而實現(xiàn)了過流保護(hù)[14]。

3 整體電路的仿真

本文基于國內(nèi)40 V 雙極型集成工藝，實現(xiàn)整體電路的設(shè)計和仿真，在±15 V 電源電壓工作下，共模電平為11.5 V，負(fù)載電阻RL開路狀態(tài)。進(jìn)行整體功能仿真。

圖8 為整體電路在負(fù)載電容為1 pF，控幅電阻為487 Ω 的條件下仿真的頻率特性曲線，從圖中可以看出低頻增益為61.61 dB，單位增益帶寬為8.671 MHz，相位偏移量約為307.3°。通過增大C1、C2補償電容可以使相位裕度達(dá)到60°左右，但是考慮到版圖面積，沒有進(jìn)行優(yōu)化。運放的實際工作頻率在1 kHz 和20 kHz 之間，在這個頻率范圍內(nèi)，運算放大器的穩(wěn)定性是沒有問題的。

圖8 運算放大器的頻率響應(yīng)

從圖9 所示的共模抑制比仿真曲線可得出運算放大器的共模抑制比約為102.6 dB。電源抑制比仿真結(jié)果如圖10 所示，從圖中可以看出，在低頻時電源抑制比為74.03 dB。

圖9 共模抑制比

圖10 電源抑制比

圖11 為在±15 V 電源電壓工作下，輸出端Vout1、Vout2輸出的差分正弦波，輸出直流失調(diào)電壓為40.97 pV。

圖11 輸出直流失調(diào)電壓

4 版圖設(shè)計

芯片的整體版圖結(jié)構(gòu)設(shè)計如圖12 所示，版圖尺寸約為4 600 μm×4 000 μm。版圖所用器件包括NPN、LPNP、SPNP、二級管、電容、電阻等。圖中A 和B 部分為全差分運算放大器，C 和D 部分為基準(zhǔn)電路。運算放大器版圖采用了上下對稱的結(jié)構(gòu)，輸出功率管占據(jù)版圖面積較大，布局在版圖最左邊，采用熱對稱性布局使熱效應(yīng)對輸入對管的影響相同，減小失調(diào)[15]。

圖12 芯片整體版圖

5 測試結(jié)果

本文設(shè)計的運算放大器在信號發(fā)生模塊中作為驅(qū)動器，通過外接無源電阻調(diào)節(jié)正弦驅(qū)動信號的幅值，低直流失調(diào)電壓對次級輸出影響很小，波形穩(wěn)定性好，帶負(fù)載能力強，能夠作為勵磁信號同時驅(qū)動多個LVDT。目前，芯片已經(jīng)完成封裝測試，實測結(jié)果符合預(yù)期目標(biāo)，運算放大器的相關(guān)參數(shù)指標(biāo)如表1 所示。在電源電壓為15 V，控幅電阻R1=487 Ω，負(fù)載電阻開路的條件下測得輸出波形如圖13 所示，測試波形的幅值與仿真結(jié)果接近，并且可通過修調(diào)電阻來精準(zhǔn)修調(diào)輸出信號的幅值。

圖13 實測波形

表1 實測結(jié)果

6 結(jié)論

本文采用40 V 雙極型工藝設(shè)計一款低失真全差分運算放大器，輸出電壓幅值可通過外接電阻調(diào)節(jié)，直流失調(diào)電壓小，輸出幅值穩(wěn)定性高，雙電源工作時，直流分量低，可同時驅(qū)動多個LVDT。通過封裝測試，輸出電壓(有效值)幅值范圍為1.488 V～18.57 V，直流失調(diào)電壓為-169 mV，輸出短路電流為65 mA，總諧波失真為-41.2 dB，目前已應(yīng)用在信號調(diào)理芯片的驅(qū)動模塊。