袁敏民魯 麗任 婕常昌遠(yuǎn)毛成烈柏殷實(shí)

(1.無錫力芯微電子股份有限公司，江蘇 無錫 214000；2.東南大學(xué)微電子學(xué)院，江蘇 南京 210096)

隨著微電子技術(shù)的快速發(fā)展，電子化已成為當(dāng)今社會(huì)的普遍趨勢(shì)，電源管理芯片也廣泛地應(yīng)用于各類電子產(chǎn)品中，其中開關(guān)電源因其高效率、低功耗、安全可靠的優(yōu)越特性而備受關(guān)注。與此同時(shí)，隨著消費(fèi)類電子的日益發(fā)展和全球能源危機(jī)的進(jìn)一步加劇，人們對(duì)開關(guān)電源的性能也提出了更高的需求，目前開關(guān)電源的設(shè)計(jì)也正朝著低功耗、小體積、高效率、高性能等方向發(fā)展[1-3]。本文針對(duì)開關(guān)電源控制芯片傳統(tǒng)恒壓控制方式負(fù)載調(diào)節(jié)范圍窄的缺點(diǎn)，提出了一種新型的模擬指數(shù)波產(chǎn)生電路以負(fù)載調(diào)節(jié)范圍提高負(fù)載調(diào)整率，且相比于其他改進(jìn)結(jié)構(gòu)，本電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，能夠有效減小版圖面積以縮小芯片體積。

1 研究現(xiàn)狀

傳統(tǒng)的AC-DC 恒壓變換器采用三角波恒壓控制方法，其原理如圖1 所示[4-6]。通過FB 引腳對(duì)輸出電壓進(jìn)行逐周期采樣，將采樣得到的電壓與基準(zhǔn)電壓通過誤差放大器得到一個(gè)誤差信號(hào)，這個(gè)誤差信號(hào)的大小反映了負(fù)載的輕重。在每個(gè)開關(guān)周期內(nèi)都會(huì)產(chǎn)生一個(gè)斜率固定的三角波，同時(shí)，根據(jù)負(fù)載的不同每個(gè)周期都會(huì)得到一個(gè)誤差信號(hào)VEA，當(dāng)三角波電壓上升至VEA時(shí)，產(chǎn)生開啟信號(hào)Von，此時(shí)開關(guān)管開啟。開關(guān)管開啟后，CS 電壓開始上升，當(dāng)CS 電壓上升至閾值電壓Vth_cs時(shí)，開關(guān)管關(guān)斷。這樣完成一個(gè)周期的控制，三角波又被重置為初始值。

圖1 三角波恒壓控制方法原理圖

從前述分析可知，三角波恒壓控制方法原理簡(jiǎn)單，通過三角波電壓與EA 輸出電壓相遇的時(shí)間來調(diào)節(jié)開關(guān)周期，隨著負(fù)載降低，開關(guān)周期逐漸增大。在極輕載狀態(tài)下，通常需要降低開關(guān)頻率，一方面實(shí)現(xiàn)對(duì)系統(tǒng)的恒壓控制，另一方面降低系統(tǒng)輕載下的開關(guān)損耗，此時(shí)關(guān)斷時(shí)間很長(zhǎng)，可以近似為整個(gè)開關(guān)周期。在三角波恒壓方式下，要求三角波斜率極低才能實(shí)現(xiàn)較長(zhǎng)的開關(guān)周期。在模擬電路中，三角波通常采用恒定電流源對(duì)大電容充電來產(chǎn)生，為降低三角波斜率，可以降低恒流源電流或增大電容來實(shí)現(xiàn)，但在模擬IC 設(shè)計(jì)中，微電流難以實(shí)現(xiàn)且受PVT影響很大，而大電容又會(huì)占據(jù)很大的版圖面積。因此，采用三角波恒壓控制方法無法實(shí)現(xiàn)寬頻率調(diào)節(jié)范圍以保證輕載下穩(wěn)定的輸出電壓。

針對(duì)上述三角波恒壓方法存在的問題，文獻(xiàn)[7]提出了一種可變斜率三角波控制方法來提高可調(diào)的負(fù)載范圍，固定三角波的起始電平和終止電平，通過反應(yīng)負(fù)載變化的EA 輸出電壓控制對(duì)電容充電電流，EA 輸出電壓越小，三角波斜率越小，與參考電壓Vref相遇的時(shí)間即關(guān)斷時(shí)間變長(zhǎng)，使得開關(guān)頻率降低，從而調(diào)節(jié)輸出電壓。文獻(xiàn)[8]提出了一種變時(shí)間常數(shù)數(shù)字指數(shù)波產(chǎn)生電路，通過分段切換不同頻率的時(shí)鐘信號(hào)控制兩電容充放電，可以得到時(shí)間常數(shù)逐步倍增的指數(shù)波，變化的EA 輸出電壓與固定的指數(shù)波相比較提供使開關(guān)管導(dǎo)通的信號(hào)并決定開關(guān)管的關(guān)斷時(shí)間，進(jìn)而實(shí)現(xiàn)輸出電壓的恒定。文獻(xiàn)[9]基于PFM 調(diào)制方式AC-DC 變換器的環(huán)路特性，推導(dǎo)出產(chǎn)生PFM調(diào)制信號(hào)的理想對(duì)數(shù)函數(shù)表達(dá)式，并采用折線段逼近對(duì)數(shù)函數(shù)的方式實(shí)現(xiàn)了所需要的對(duì)數(shù)波。其實(shí)現(xiàn)方式基于開關(guān)電容技術(shù)，采用不同頻率的時(shí)鐘信號(hào)對(duì)電容充電產(chǎn)生不同斜率的折線段逼近對(duì)數(shù)波波形。然而，為實(shí)現(xiàn)寬負(fù)載調(diào)節(jié)范圍，要求三角波斜率極低，可變斜率三角波控制方法存在與三角波控制方法相同的問題。變時(shí)間常數(shù)指數(shù)波產(chǎn)生電路和折線段逼近對(duì)數(shù)波產(chǎn)生電路[10]能夠通過控制時(shí)鐘信號(hào)的頻率實(shí)現(xiàn)較寬的負(fù)載調(diào)節(jié)范圍，但這兩種辦法都是基于數(shù)字方式，其輸出波形實(shí)質(zhì)上都是由一個(gè)個(gè)階梯構(gòu)成，當(dāng)負(fù)載很輕時(shí)，對(duì)應(yīng)指數(shù)波或?qū)?shù)波相鄰兩個(gè)階梯之間時(shí)間很長(zhǎng)，對(duì)于誤差放大器輸出電壓均處于同一個(gè)階梯電壓范圍內(nèi)時(shí)，觸發(fā)后續(xù)比較器翻轉(zhuǎn)的時(shí)間點(diǎn)均相同，容易發(fā)生誤差時(shí)間較大或誤觸發(fā)的情況，此外，這兩種方式都引入了振蕩器和分頻器，電路復(fù)雜，消耗大量版圖面積。

2 固定指數(shù)波電路及恒壓環(huán)路

針對(duì)文獻(xiàn)[8]中提出的負(fù)時(shí)間常數(shù)指數(shù)波恒壓控制方式，本文提出了一種新型模擬指數(shù)波產(chǎn)生電路。指數(shù)波恒壓控制原理和相關(guān)波形如圖2 和圖3 所示。

圖2 指數(shù)波恒壓控制原理圖

圖3 指數(shù)波恒壓控制相關(guān)波形圖

本文所提出的新型模擬指數(shù)波產(chǎn)生電路如圖4所示。M1 和M2 均構(gòu)成源級(jí)跟隨器，當(dāng)功率管導(dǎo)通后，經(jīng)過預(yù)設(shè)的最小關(guān)斷時(shí)間后，即TOFF_MIN為低電平，恒定電壓Vref在M1 和電阻R1 上產(chǎn)生恒定電流IM1并通過電流鏡拷貝為IC為電容C1恒流充電，電容C1兩端電壓線性上升，此時(shí)M2 截止。當(dāng)電壓VC上升至使M2 導(dǎo)通的水平時(shí)，通過M2 和R2產(chǎn)生電流IM2，并通過M5、M6、M7、M8 構(gòu)成的電流鏡拷貝成電容C1的放電電流ID。此時(shí)，電容C1一邊以恒流IC充電，一邊以逐漸增大的電流ID放電，整體上充電電流大于放電電流，VC電壓逐漸增大，但增大的斜率逐漸變小，使得輸出電壓波形呈現(xiàn)為具有負(fù)時(shí)間常數(shù)的指數(shù)波形。功率管導(dǎo)通后，最小關(guān)斷時(shí)間結(jié)束前，TOFF_MIN為高電平，VC回到初始電平，即VGS，Men2，且初始電平較低，M2 管截止。

圖4 新型模擬指數(shù)波產(chǎn)生電路

下面對(duì)指數(shù)波產(chǎn)生電路的輸出電壓公式進(jìn)行分析和推導(dǎo):

階段①:M2 截止，電容C1恒流充電

電容C1的充電電流為

式中:k3和k4分別表示M3 和M4 管的寬長(zhǎng)比，

VGS1=Δ+VTH1，其中Δ為過驅(qū)動(dòng)電壓，M1 工作在飽和區(qū)，VGS1可近似為常數(shù)。

由I=C·dv/dt，假設(shè)電容兩端初始電壓為0，可得

階段②:經(jīng)t1時(shí)間后，M2 導(dǎo)通，電容C1邊充電邊放電

電流IM2為

同理，VGS2=Δ+VTH2，其中Δ為過驅(qū)動(dòng)電壓，M2工作在飽和區(qū)，VGS2可近似為常數(shù)。電流IM2經(jīng)電流鏡拷貝，產(chǎn)生電流ID對(duì)電容放電

式中:K=k6k7/k5k8，k5、k6、k7、k8分別為M5、M6、M7、M8 的寬長(zhǎng)比。

那么電容C1的凈充電電流為

電容C1兩端電壓為

即

解上述一階微分方程，其通解為

式中:a和b為常數(shù)。

綜上所述，

式中:VGS1和VGS2為M1 和M2 的柵源電壓，在飽和區(qū)可近似為常數(shù)，t1表示VC上升至M2 導(dǎo)通的水平的時(shí)間，a和b為常數(shù)，可以通過具體應(yīng)用來設(shè)計(jì)器件參數(shù)值。

從上述分析可以看出，電容兩端電壓VC先線性增大至使M2 導(dǎo)通，隨后，VC呈現(xiàn)負(fù)時(shí)間常數(shù)的指數(shù)波增長(zhǎng)。輸出電壓由輸入電壓Vref決定，一旦輸入電壓和器件尺寸固定，那么輸出波形VC也固定，該電路能夠適用于如圖2 所示的恒壓控制環(huán)路，能夠?qū)崿F(xiàn)較寬的負(fù)載調(diào)節(jié)范圍。

3 可變指數(shù)波電路及恒壓環(huán)路

本文還對(duì)上述新型指數(shù)波產(chǎn)生電路進(jìn)行了改進(jìn)，使輸出指數(shù)波能夠反映負(fù)載變化，能夠適用于如圖5所示的恒壓控制環(huán)路中，其特點(diǎn)在于FB 沒有相對(duì)固定的值，本身存在紋波，依靠FB 紋波進(jìn)行恒壓控制。

圖5 可變指數(shù)波恒壓控制原理圖

本控制方法中，輸出指數(shù)波每周期由參考電壓Vref和反映負(fù)載變化的誤差放大器輸出電壓VEA共同產(chǎn)生，得到反映負(fù)載變化的指數(shù)波再與本身具有一定紋波的FB 反饋電壓進(jìn)行比較，當(dāng)指數(shù)波與FB 電壓相遇時(shí)，比較器翻轉(zhuǎn)進(jìn)而產(chǎn)生控制功率管導(dǎo)通的Von信號(hào)，能夠提高動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度。改進(jìn)的可變指數(shù)波產(chǎn)生電路原理圖如圖6 所示。

圖6 改進(jìn)可變指數(shù)波產(chǎn)生電路

相比于圖5 所示的指數(shù)波產(chǎn)生電路，改進(jìn)可變指數(shù)波產(chǎn)生電路增加了上圖虛線框內(nèi)M9、M10、M11、R3、R4和C2構(gòu)成的輸出級(jí)結(jié)構(gòu)，使得輸出電壓受到誤差放大器輸出電壓VEA影響。其中M10 和M11 分別用于拷貝固定電流IM1和指數(shù)電流IM2，電阻R4用于在Vref上疊加指數(shù)電壓，電容C2用于輸出濾波。輸出電壓可以表示為

式中:

則輸出電壓可表示為

R4 阻值相比于R3 阻值較小，則輸出電壓可近似表示為

當(dāng)器件參數(shù)確定，M1、M2、M9 均工作在飽和區(qū)時(shí)，C可視為常數(shù)。輸出電壓即為式(16)所示，VC(t)為前文推導(dǎo)的式(9)，VEA為誤差放大器輸出電壓，能夠反映負(fù)載變化，VEA越大，指數(shù)波產(chǎn)生電路輸出電壓Vout越小，控制功率管關(guān)斷時(shí)間越長(zhǎng)?？梢钥闯龈倪M(jìn)后指數(shù)波輸出電壓是對(duì)式(9)經(jīng)過一定的線性運(yùn)算之后的結(jié)果，輸出電壓依舊呈現(xiàn)為負(fù)時(shí)間常數(shù)指數(shù)波形。

4 仿真驗(yàn)證

本文基于 Nuvoton 0.35 μm BCD工藝在Cadence Spectre 仿真平臺(tái)上對(duì)前文提出的指數(shù)波產(chǎn)生電路均進(jìn)行了仿真驗(yàn)證。

不難看出，圖4 所示的電路中省去M2、R2、M5-M8 構(gòu)成的放電回路即為一個(gè)三角波產(chǎn)生電路，圖7所示的是新型模擬指數(shù)波產(chǎn)生電路輸出電壓VC(t)仿真輸出波形，圖中顯示了有無添加放電回路所分別產(chǎn)生的三角波和指數(shù)波形，其余條件均一致，對(duì)比發(fā)現(xiàn)，假設(shè)輕載下VEA最大對(duì)應(yīng)為2.7 V，三角波控制方法對(duì)應(yīng)的開關(guān)周期為765 μs+TOFF_MIN+Ton，指數(shù)波恒壓控制方法的開關(guān)周期為3 ms+TOFF_MIN+Ton，在TOFF_MIN和Ton相同且較小的情況下，指數(shù)波恒壓方式的最小開關(guān)頻率約為三角波恒壓控制方式最小頻率的1/4，大大降低了輕載下的開關(guān)頻率和開關(guān)損耗，提高了輕載效率，并拓展了負(fù)載調(diào)節(jié)范圍。

圖7 新型模擬指數(shù)波產(chǎn)生電路輸出波形圖

新型模擬指數(shù)波產(chǎn)生電路輸出波形與改進(jìn)后輸出波形對(duì)比如圖8 所示。其中下方曲線為新型模擬指數(shù)波產(chǎn)生電路輸出波形，上方曲線為改進(jìn)后輸出波形?？梢钥闯?，改進(jìn)后波形時(shí)間常數(shù)并未改變，而是大大減小了指數(shù)波幅值，適用于圖5 所示的恒壓控制方式。

圖8 改進(jìn)前后指數(shù)波波形對(duì)比圖

改進(jìn)指數(shù)波產(chǎn)生電路受到VEA的影響，其仿真波形如圖9 所示。圖中所示為VEA在1 V～3 V 范圍內(nèi)以0.2 V 為步長(zhǎng)變化時(shí)輸出指數(shù)波變化，可以看出，VEA影響的是輸出指數(shù)波的幅值。當(dāng)由于負(fù)載降低導(dǎo)致VEA增大時(shí)，輸出指數(shù)波幅值也減小，那么對(duì)應(yīng)的關(guān)斷時(shí)間越長(zhǎng)，開關(guān)頻率降低，從而反饋使輸出減小。

圖9 改進(jìn)后指數(shù)波隨VEA變化圖

將改進(jìn)后指數(shù)波形應(yīng)用于一個(gè)非隔離Buck 型AC-DC 變換器[11-12]，其輸出規(guī)格為5 V/200 mA，系統(tǒng)從輕載10 mA 跳變至滿載200 mA 的瞬態(tài)響應(yīng)仿真波形如圖10 和圖11 所示。

圖10 輕載至重載輸出電壓波形

圖11 輕載至重載關(guān)鍵信號(hào)波形

負(fù)載從輕載跳變至重載時(shí)，誤差放大器輸出電壓VEA減小，控制指數(shù)波幅值增大，此時(shí)FB 也減小，共同控制開關(guān)頻率升高，進(jìn)而調(diào)節(jié)輸出電壓穩(wěn)定。從圖中可以看出，輕載穩(wěn)定輸出電壓約為5.125 V，滿載穩(wěn)定電壓為5.022 V，在負(fù)載10 mA～200 mA 范圍內(nèi)，負(fù)載調(diào)整率為0.542 mV/mA。

5 結(jié)論

本文針對(duì)開關(guān)電源控制芯片傳統(tǒng)恒壓控制方式負(fù)載調(diào)節(jié)范圍窄的缺點(diǎn)，提出了一種新型的模擬指數(shù)波產(chǎn)生電路以負(fù)載調(diào)節(jié)范圍提高負(fù)載調(diào)整率，并據(jù)此設(shè)計(jì)了一種受誤差放大器輸出動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)幅值的可變指數(shù)波產(chǎn)生電路。相比于其他改進(jìn)結(jié)構(gòu)，本文電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，可以有效節(jié)省版圖面積，輸出波形平滑，誤差較小。本文對(duì)提出的指數(shù)波產(chǎn)生電路輸出電壓進(jìn)行了完整的分析和公式推導(dǎo)，并基于Nuvoton 0.35 μm BCD 工藝在Cadence Spectre 仿真平臺(tái)上驗(yàn)證了指數(shù)波產(chǎn)生電路的可行性和有效性。經(jīng)仿真驗(yàn)證，輕載下的開關(guān)頻率能夠降低為三角波控制方式下的1/4，有效降低了輕載開關(guān)頻率。改進(jìn)后指數(shù)波應(yīng)用于恒壓AC-DC 變換器系統(tǒng)中，負(fù)載調(diào)整率僅為0.542 mV/mA，有效提高了負(fù)載調(diào)整率。