王立權(quán)，宋吉江，魯 堯，王雪姣

（山東理工大學電氣與電子工程學院，淄博 255049）

模塊化多電平換流器MMC（modular multilevel converter）作為新型柔性直流輸電技術(shù)的重要組成部分[1-2]，因其具有開關(guān)頻率低、運行損耗小、波形輸出特性好和模塊數(shù)易于擴展等優(yōu)點而廣泛應(yīng)用于高壓直流輸電系統(tǒng)中。相較于傳統(tǒng)的電壓源換流器型高壓直流VSC-HVDC（voltage sourced converter-high voltage direct current）輸電系統(tǒng)，基于MMC 的高壓直流輸電系統(tǒng)具有可獨立調(diào)節(jié)有功與無功功率、可多端直流系統(tǒng)并網(wǎng)、無換相失敗問題以及占地面積小等突出優(yōu)勢。但在系統(tǒng)啟動控制方面即對MMC進行預充電時，由于MMC 電平數(shù)較多，其控制過程相對復雜且充電過程易出現(xiàn)電流過沖和子模塊過充等故障現(xiàn)象[3-4]，因此，對MMC 的預充電過程開展研究具有極其重要的意義。

近年來，國內(nèi)外學者對此進行了相關(guān)研究。根據(jù)IGBT 狀態(tài)是否可控，充電階段可分為不可控充電階段與可控充電階段[5-6]。在充電進入可控階段時，文獻[7-8]采用直接解鎖雙閉環(huán)控制，這時子模塊數(shù)將會突降，直接造成直流母線電壓側(cè)電壓跌落問題，同時充電回路會產(chǎn)生較大的沖擊電流損壞設(shè)備，而且這種單純的對子模塊定時間或定頻率的投切方式，對相間電壓均衡和直流電壓等方面的控制也相對較弱，在充電后期易出現(xiàn)橋臂子模塊電容電壓無法充至額定值、充電時間較長等問題；文獻[9]通過采用串聯(lián)限流電阻的方式來達到抑制沖擊電流的目的，雖取得一定抑制效果，但電阻取值需根據(jù)實際工況選取，取值難度大；文獻[10-11]利用網(wǎng)側(cè)電壓對子模塊電容進行充電，解鎖控制時采用雙閉環(huán)矢量解耦控制策略，雖解決了換流站子模塊充電問題，但是子模塊充電不均衡，且易出現(xiàn)故障現(xiàn)象。因此，需對交流側(cè)和直流側(cè)充電過程進行深入研究。

考慮上述研究的不足，本文深入研究了模塊化多電平換流器的工作原理，分析了充電過程中不可控階段與可控階段的電容充電特點，考慮環(huán)流因素對相間均衡充電的影響，提出了一種均衡控制充電策略，即對直流電壓參考值采用定斜率控制，對相間上、下橋臂同時進行充電，通過跟蹤各橋臂電壓參考值來獲取模塊電壓修正值，從而改變投切數(shù)目使得子模塊電容電壓均衡充至額定值，直流母線電壓得到平滑抬升。該方法可有效解決IGBT 開關(guān)可控后因不當投切子模塊而產(chǎn)生的電流過沖以及模塊過充等問題。

1 工作原理

一般而言，換流器為三相六橋臂結(jié)構(gòu)，每個橋臂由N 個串聯(lián)的子模塊SM（sub-module）與1 個橋臂電感LX串聯(lián)而成。其中，這N 個子模塊結(jié)構(gòu)相同，本文采用子模塊IGBT 半橋結(jié)構(gòu)，其主要由儲能電容及1 個半橋單元構(gòu)成。MMC 的拓撲結(jié)構(gòu)示意如圖1 所示，圖中Udc為直流母線電壓，Usi（i=a，b，c）為三相交流相電壓，Ls為交流側(cè)等效電感，Rlim為限流電阻，Upa與Una分別為上、下橋臂電壓。

圖1 MMC 拓撲結(jié)構(gòu)Fig.1 Topology of MMC

MMC 中SM 主要有3 種工作模式：當S1導通、S2關(guān)斷時，SM 處于投入狀態(tài)，此時橋臂電流無論正負，子模塊的輸出電壓皆為電容電壓；當S1關(guān)斷、S2導通時，SM 處于切除狀態(tài)，此時子模塊的輸出電壓為0；需特別指出的是，當S1關(guān)斷、S2也關(guān)斷時，SM處于閉鎖狀態(tài)，當橋臂電流為正時，SM 處于預充電狀態(tài)。

2 MMC 交流側(cè)預充電過程研究

模塊化多電平換流器正常運行前，需將換流閥內(nèi)所有子模塊的電容電壓充至額定值，充電過程根據(jù)控制器能否對子模塊開關(guān)狀態(tài)進行主動調(diào)控分為不可控階段和可控階段。

2.1 交流側(cè)不可控階段充電

MMC1 端不控啟動階段電路為一個三相六橋臂不控整流電路，為削弱交流線路合閘時產(chǎn)生的沖擊電流，應(yīng)在交流側(cè)接入限流電阻，當充電電流穩(wěn)定后，為避免影響充電效率造成電路損耗應(yīng)及時將其切除。以AB 相為例，其充電回路可等效為一個RLC 電路，其等效電路如圖2 所示。

圖2 等效充電回路Fig.2 Equivalent charging circuit

充電電流最大值產(chǎn)生于合閘后線電壓的第1個周波內(nèi)[12]，最大充電電流為

式中：Upeak為交流側(cè)線電壓峰值；Req為等效電阻，Req=2Rlim；Rlim為限流電阻；Xeq為等效電抗，Xeq=ωLeq-1/ωCeq；Leq為等效電感，Leq=2Lx；Ceq為等效電容，Ceq=CSM/N；Ilim為相電流允許的最大值。

根據(jù)系統(tǒng)給定的可承受最大充電電流，反推式（1）即可得到限流電阻為

不控充電結(jié)束時，子模塊電容電壓均可被充至Upeak/N，N 為額定橋臂模塊數(shù)。此時子模塊電壓均已達到可解鎖范圍，可進行下一步可控充電控制。

2.2 均衡控制充電策略

可控充電階段若采用常規(guī)的直接解鎖控制，由于充電回路內(nèi)的模塊數(shù)突然減少，交流側(cè)臂間充電回路將會產(chǎn)生較大的沖擊電流，嚴重時甚至損壞閥內(nèi)器件。所以，為避免子模塊預充電可控階段不規(guī)律投切引起的過沖問題，充電過程中首先應(yīng)確保從充電不可控階段到可控階段的轉(zhuǎn)換瞬間各充電回路內(nèi)的充電模塊個數(shù)不變，模塊切除數(shù)量為0。故本文提出在可控階段采用直流電壓定斜率控制，將直流母線電壓參考值由解鎖時刻的交流線電壓峰值大小逐步升高至額定值，充電過程中隨著母線電壓參考值的線性升高，上、下橋臂子模塊切除數(shù)目會由0 逐步增大，直至母線參考值到達系統(tǒng)設(shè)定額定值時，切除數(shù)目變?yōu)镹 并保持不變。該過程根據(jù)充電進程可實時控制上、下橋臂內(nèi)的子模塊投切數(shù)目，且不會產(chǎn)生突變，子模塊電容電壓及直流母線電壓可得到平穩(wěn)抬升。

同時，考慮相間環(huán)流在橋臂產(chǎn)生的壓降影響各子模塊電容電壓的充電效果，為盡量避免快速充電過程中相間充電不一致產(chǎn)生環(huán)流，保證子模塊可充至額定電壓值，該策略還引入相間環(huán)流穩(wěn)壓控制環(huán)節(jié)，對比各橋臂實際電壓值與橋臂電壓參考值，從而判斷各橋臂在控制時刻臂內(nèi)電容的充電情況，根據(jù)欠壓或過壓情況，分別通過增加或減少子模塊切除數(shù)量來及時修正電容電壓。

2.2.1 直流電壓定斜率控制

充電過程中，由可控充電機理分析[13]可知，上、下橋臂子模塊電容電流包含同向直流成分、二倍頻成分以及反向基頻成分，通過對交流側(cè)輸入電流的控制可實現(xiàn)對上、下橋臂同時充電。為使電壓平緩上升，直流電壓參考值Udcref采用定斜率控制方式，即

式中：t 為可控充電時間；b1為電壓抬升斜率；Upeak為交流側(cè)線電壓峰值。

以a 相為例應(yīng)滿足的投入模塊數(shù)為

式中：n1、n2分別為a 相上、下橋臂瞬時應(yīng)投入的模塊數(shù)；UdcN為直流母線電壓額定值；UCref（t）為子模塊電容電壓參考值。在可控解鎖瞬間，每相投入2N 個子模塊，隨著直流母線電壓的升高，逐漸線性減少上、下橋臂投入的總模塊數(shù)，直至母線電壓參考值升至額定值，此時橋臂投入的總模塊數(shù)為額定值N。

從控制系統(tǒng)獲得交流側(cè)輸入相電壓Usa，則上、下橋臂的投入模塊個數(shù)可表示為

MMC1 側(cè)吸收功率為

按照功率守恒原則，三相充電功率之和均由交流側(cè)電源提供，可表示為

式中：Um為交流相電壓幅值；isd為三相電流在同步旋轉(zhuǎn)坐標下d 軸分量。

聯(lián)立式（7）和式（8）可得直流母線電壓斜率滿足的關(guān)系為

斜率應(yīng)根據(jù)系統(tǒng)對交流電流以及充電橋臂電流的限制選取，斜率越大，則兩者電流越大。

2.2.2 相間環(huán)流穩(wěn)壓控制環(huán)節(jié)

充電過程中，三相充電過程不一致必然導致環(huán)流產(chǎn)生。為提高相間充電進程的一致性，有必要引入環(huán)流穩(wěn)壓控制環(huán)節(jié)，即將橋臂電壓參考值與實際橋臂電壓值做差之后，經(jīng)PI 控制輸出作為環(huán)流參考值icirref，最終環(huán)流控制輸出一個修正分量Udiffa。上橋臂控制框圖如圖3 所示。

圖3 穩(wěn)壓環(huán)流控制框圖Fig.3 Block diagram of stabilized circulating current control

考慮環(huán)流在橋臂電抗器會產(chǎn)生壓降，在計算過程中對橋臂電壓實時參考值給予修正，上、下橋臂電壓實時參考值可分別表示為

橋臂電壓參考值與實際值在充電過程中存在差異，實際可看做該時刻投入子模塊的電容電壓與其參考值UCref（t）的差異。本文通過動態(tài)調(diào)整臂間子模塊投切比例來實時調(diào)節(jié)橋臂切除模塊數(shù)，使電容電壓可有效跟蹤其參考值。設(shè)置增益系數(shù)為Ti（i=1，2），當橋臂內(nèi)子模塊過壓時，充電回路需增大投入模塊數(shù)，采用較大增益（T1＞1）加速調(diào)節(jié)，以避免高壓損壞器件；當欠壓時，需增大切除數(shù)目，此時采用較小增益（T2＜1），防止模塊數(shù)目突降造成橋臂過電流。根據(jù)上述原理可得上、下橋臂模塊數(shù)修正量分別為

上述相間環(huán)流穩(wěn)壓控制環(huán)節(jié)保證了相內(nèi)上、下橋臂充電電壓對橋臂參考值的有效跟蹤。

3 仿真分析

3.1 系統(tǒng)仿真模型搭建

為驗證所提方法的有效性，基于PSCAD/EMTDC 仿真軟件搭建了有源雙端MMC 預充電仿真模型，兩側(cè)MMC 均采用三相六橋臂結(jié)構(gòu)，仿真系統(tǒng)模型如圖4 所示。系統(tǒng)具體參數(shù)設(shè)置見表1。

圖4 仿真系統(tǒng)模型Fig.4 Model of simulation system

表1 仿真系統(tǒng)參數(shù)Tab.1 Parameters of simulation system

為避免兩端換流器在預充電過程產(chǎn)生互相干擾，直流母線采用斷路器隔斷。1、2 側(cè)換流器結(jié)構(gòu)相同并采用相同仿真參數(shù)，兩側(cè)換流器均在0 s 啟動，0.35 s 時刻進入可控充電階段。為驗證本文所提控制策略的有效性，在可控充電階段，1 側(cè)換流器采用了本文所提的均衡充電控制策略，2 側(cè)換流器采用換流器直接解鎖雙閉環(huán)直流控制的常規(guī)控制方法。

3.2 仿真結(jié)果驗證

3.2.1 充電穩(wěn)定性驗證

預充電過程中，可控充電階段采用常規(guī)控制方法時，MMC2 側(cè)各子模塊電容充電情況仿真結(jié)果如圖5 所示，直流母線電壓抬升情況如圖6 所示。

圖5 MMC2 側(cè)上橋臂預充電情況Fig.5 Pre-charging status of MMC2-side upper bridge arm

圖6 MMC2 側(cè)直流母線電壓Fig.6 DC bus voltage on MMC2-side

由圖5 和圖6 可知，在進入可控充電階段之初，上橋臂子模塊電容電壓陡增，出現(xiàn)明顯過充現(xiàn)象，上橋臂出現(xiàn)了明顯的電流過沖現(xiàn)象，同時解鎖瞬間直流母線電壓有較大跌幅。這是由于在0.35 s時刻充電進入可控階段時，在解鎖瞬間充電回路內(nèi)子模塊投入數(shù)量突然減少,回路兩端電壓突降，此時在換流器內(nèi)會出現(xiàn)較大的沖擊電流，沖擊電流尖峰值可達約1.7 kA,因而會出現(xiàn)明顯過電流現(xiàn)象，并可能造成器件損毀。

1 側(cè)換流器采用均衡控制充電策略時，仿真情況如圖7 和圖8 所示。圖7 為上橋臂子模塊電容電壓及橋臂充電電流仿真結(jié)果，圖8 為MMC1 側(cè)直流母線電壓抬升情況。

圖7 MMC1 側(cè)上橋臂預充電情況Fig.7 Pre-charging status of MMC1-side upper bridge arm

圖8 MMC1 側(cè)直流母線電壓Fig.8 DC bus voltage on MMC1-side

由圖7 可知，在0～0.35 s 不可控充電時間段內(nèi)，子模塊電容電壓上升至11.74 kV 左右。進入可控充電階段后，上、下橋臂各子模塊電壓上升較為平緩且未出現(xiàn)模塊電壓過充現(xiàn)象；上、下橋臂充電過程較為穩(wěn)定未出現(xiàn)電流過沖；同時直流側(cè)母線電壓得到平穩(wěn)抬升，0.6 s 后系統(tǒng)在定直流電壓控制下，直流母線電壓穩(wěn)定在320 kV 左右，整個電壓抬升過程未出現(xiàn)明顯跌落現(xiàn)象。這是由于采用均衡控制充電策略時，在不可控與可控階段轉(zhuǎn)換時刻，保持了模塊切除數(shù)不變，這就保證了在這一時刻不會出現(xiàn)常規(guī)控制下的電流過沖現(xiàn)象；然后在此基礎(chǔ)上逐步增大橋臂子模塊切除數(shù)，同時使相內(nèi)上、下橋臂充電電壓值對橋臂參考值進行有效跟蹤，這就使得充電子模塊不會出現(xiàn)突然減少的現(xiàn)象，因此電容電壓能夠得到較為平緩的提升，避免了模塊解鎖時過大沖擊電流的產(chǎn)生。

另外，從圖5 和圖7 的仿真結(jié)果對比可知，相較于常規(guī)策略，本文所提充電策略子模塊充電時間效率提高約30%。

3.2.2 相間充電均衡性驗證

為驗證所提策略對相間均衡充電的有效性，采樣了兩側(cè)a 相環(huán)流，環(huán)流對比情況如圖9 所示。

對比圖9（a）和（b）可知，在可控充電階段，MMC1 側(cè)a 相環(huán)流較MMC2 側(cè)幅值有所降低，相間充電的一致性變好，驗證了所提策略的有效性。

圖9 兩側(cè)環(huán)流對比Fig.9 Comparison of circulating current on two sides

4 結(jié)論

本文詳細分析MMC 預充電過程，提出了一種適用于可控充電階段的有源交流側(cè)均衡控制充電策略。通過仿真驗證得出以下結(jié)論。

（1）0～0.6 s 左右，子模塊電容電壓從0 可充至額定值，充電效率較常規(guī)方式提高約30%，且充電過程中無明顯電流過沖、模塊電壓過充現(xiàn)象發(fā)生，子模塊充電過程更平穩(wěn)、迅速。

（2）直流母線電壓可在本文定斜率控制下平滑抬升至額定值附近，充電階段交替過程母線電壓無明顯波動。

（3）在該策略控制下，相間環(huán)流得到有效抑制，加強了相與相之間充電過程的一致性。