廖 超 ,盧忠亮 ,彭 強 ,譚祥俊 ,楊雪霞

(1.江西理工大學 信息工程學院,江西 贛州 341000;2.上海大學 通信與信息工程學院,上海 200444)

圓極化天線具有抑制多徑干擾和減少極化失配的優(yōu)點,因此它被廣泛應用于各種無線系統(tǒng)中[1-3]。在全球導航衛(wèi)星系統(tǒng)(GNSS)和無人機(UAV)等諸多系統(tǒng)中,要求圓極化天線具有更寬的3 dB 軸比波束寬度,以提高信號覆蓋范圍和增強系統(tǒng)的可靠性。

要實現(xiàn)寬波束圓極化,必須使天線輻射場的兩個正交分量的幅度在很寬的角度范圍內彼此相等。根據(jù)這一原理,已有文獻提出了實現(xiàn)寬波束圓極化的方法,例如利用三維地板結構[4-8]、增加垂直寄生元件[9-10]或者利用介質柱面透鏡[11],但這些設計不僅剖面高而且加工難度大。Luo 等[12-13]提出了兩種相似的低剖面天線,這兩種天線利用兩對平行偶極子,使E 面和H 面的輻射方向圖形狀彼此相似,實現(xiàn)了寬波束,但它們都是雙向輻射的,因此限制了它們的應用場景。此外,也可以在貼片天線中引入短路柱[14-15]或蝕刻縫隙[16-18],調整兩個等效磁流的距離,從而實現(xiàn)更寬的3 dB 軸比波束寬度,而這幾種設計需要較大的接地面來減少衍射對輻射特性的影響。

本文設計了一種基于SIW 結構的環(huán)形縫隙天線,并采用同軸底饋,具有低剖面的特點,還提出了兩種方法使電長度接近最優(yōu)值,以展寬軸比波束寬度。仿真和實測結果表明天線有較寬的軸比波束寬度,可應用于導航系統(tǒng)中。

1 天線結構和設計

1.1 天線結構

天線結構如圖1 所示,介質板采用相對介電常數(shù)為3.55 的Rogers RO4003,其長L和寬W都是25 mm(0.47λ0,其中λ0為中心頻率5.67 GHz 的自由空間波長),厚度H為1.524 mm (0.029λ0)。天線的諧振腔是一個長為Lsiw,寬為Wsiw的準方形SIW 腔,SIW 腔由兩層金屬層和四列金屬化通孔構成。每個通孔的直徑為D,相鄰兩個通孔圓心之間的距離為P。八邊環(huán)形縫隙蝕刻在頂部的金屬層上,縫隙寬度為S。環(huán)形縫隙在x軸方向上長度為R1,在y軸方向上長度為R2。在八邊環(huán)形縫隙的上、下、左、右四個邊上各增加了一個階梯形微帶短截線,環(huán)形縫隙左右邊上的短截線結構大小都相等,它們的長度為L1;上下邊上的也相等,其長度為L2。天線用同軸探針饋電,饋電點位置為(Fx,Fy)。

圖1 圓極化天線的結構示意圖Fig.1 Configuration of the proposed antenna

優(yōu)化設計,最終的天線尺寸如下:L=25 mm,W=25 mm,Lsiw=22.5 mm,Wsiw=22 mm,L1=5.6 mm,L2=5.6 mm,H=1.524 mm,W1=0.5 mm,W2=0.5 mm,n=4.9 mm,D=1.4 mm,P=1.7 mm,R1=19.7 mm,R2=20.5 mm,S=2.3 mm,Fx=1.5 mm,Fy=2.4 mm。

1.2 寬波束圓極化輻射的機理分析

天線的結構演變如圖2 所示,為便于分析,先討論對應的線極化天線,即天線的饋電點位于x軸上,且天線結構在x軸和y軸兩個方向的尺寸一致,即Lsiw=Wsiw=N=22.5 mm,R1=R2=M=19.7 mm,其中M為方形縫隙的邊長。

圖2 天線結構的演變Fig.2 Evolution of antenna structures

圖2(a)是天線1 的等效磁流分布,圖2(b)是天線1 的電場分布;可以看到,上、下縫隙中的等效磁流方向相同,而左、右縫隙的等效磁流的方向在中間有一次變向。這與工作在TM01模式的微帶方形貼片天線一致。

根據(jù)經(jīng)典微帶天線的理論[19],同軸探針激勵方形微帶天線且饋電位置處于x軸上時,可得xoz面上遠場主極化分量Eθ和yoz面上遠場主極化分量Eφ的表達式分別如式(1)和(2)所示:

式中:λ為諧振頻率對應的自由空間波長;M/λ為方形縫隙邊長的電長度。

由于結構的對稱性,當饋電位置處于y軸時,在xoz面上的主極化分量Eφ應與式(2)相同。如果在上述兩個位置同時對該天線饋電,使其產(chǎn)生等幅且相位相差90°的兩個線極化波,就能在邊射方向(θ=0°)合成理想的圓極化輻射。軸比(AR)隨θ變化的表達式為:

若要實現(xiàn)寬角度的圓極化輻射,則需要Eθ和Eφ在盡可能寬的θ角變化范圍內幅度保持一致。

從公式(1)和(2)可以得到Eθ和Eφ在xoz平面上隨θ變化的曲線,如圖3 所示?？梢钥吹?當M/λ增加時,Eθ的波束寬度迅速減小,而Eφ的波束寬度幾乎保持不變。當M/λ達到0.40 左右時,的角度范圍最大,可以實現(xiàn)寬波束圓極化輻射。

圖3 xoz 面不同M/λ 的Eθ和Eφ方向圖Fig.3 Calculated radiation pattern of Eθ and Eφ on xoz plane with different M/λ

圖4 給出了圖2 中三種天線的反射系數(shù)仿真結果。三種天線環(huán)隙電邊長M/λ如表1 所示,其中f為諧振頻率,從圖4 和表1 可以看到,天線1 的諧振頻率為4.94 GHz,M/λ為0.32,為了實現(xiàn)更寬的軸比波束寬度,應將M/λ增大。但是,如果簡單地增大縫隙環(huán)邊長M,則天線的諧振頻率f會降低,λ增大,最終使得M/λ幾乎沒有變化。

圖4 三個天線的Fig.4 of the three antennas

表1 三種天線環(huán)隙電邊長M/λTab.1 Electric side length of the ring slot M/λ of the three antennas

為了增加M/λ,在環(huán)形槽的每個邊緣引入了四個階梯形短截線,如圖2(c)所示。這使得環(huán)形縫隙上的半波長等效磁流的數(shù)量從天線1 中的兩個變?yōu)樘炀€2中的四個,諧振長度變短,諧振頻率增大,從而使M/λ上升到0.35。從圖2(c)和(d)還可以看到,天線2中環(huán)形縫隙上、下邊的等效磁流方向同樣是保持不變,與天線1 相同。為進一步增大M/λ,將方形環(huán)縫切角得到天線3,如圖2(e)所示。由于諧振長度變短,M/λ上升到0.38,更接近于最優(yōu)值0.4。

1.3 圓極化輻射的實現(xiàn)

圖2 中三個天線的結構都具有對稱性,它們產(chǎn)生的兩個線極化模式的頻率是一樣的,為了用單饋源同時激勵這兩個模式,并產(chǎn)生90°的相位差,需要破壞這種對稱性。可以調整R2、L1、L2、Lsiw和饋電位置(Fx,Fy)等,讓兩個正交模式的諧振頻率分離,從而產(chǎn)生圓極化輻射。

當R1固定而改變R2時,天線阻抗帶寬和軸比帶寬的變化如圖5 所示。從曲線可以看到,天線有兩個諧振頻點fh和fl,分別對應著x軸和y軸方向的兩個正交的諧振模式。當R2增大時,高頻諧振點fh基本不變,而低頻諧振點fl向低頻方向移動。

圖5 R2對和軸比的影響Fig.5 The influence of R2 onand axial ratio

圖6 給出了L1和L2的變化對天線性能的影響。當L1增加時,fl下降,而fh幾乎不變。當L2增加時,fh減少,而fl幾乎不變。只有當fh和fl相互靠近卻不相等時,才能激發(fā)圓極化?？梢钥吹?階梯形短截線的引入增加了調諧的自由度,使得在中心頻點實現(xiàn)圓極化輻射的同時,能實現(xiàn)寬波束的圓極化輻射。

圖6 L1和L2對和軸比的影響Fig.6 The influence of L1 and L2 onand axial ratio

2 仿真及測量結果

圖7(a)和(b)是所設計天線的實物照片,使用SATIMO 測試系統(tǒng)測量了天線的輻射性能,圖7(c)和(d)是SATIMO 測試系統(tǒng)的測試環(huán)境。

圖7 制做的天線和測試環(huán)境的照片F(xiàn)ig.7 Photograph of the fabricated prototype and test environment

圖8 比較了仿真和測量的天線反射系數(shù)。實際測量的-10 dB 阻抗頻帶為5.61～5.85 GHz,相對帶寬為4.18%;仿真的結果是5.55～5.79 GHz,相對帶寬為4.28%,實測數(shù)據(jù)和仿真數(shù)據(jù)吻合良好。

圖8 的仿真與實測的對比圖Fig.8 Comparison between simulation and measurement of

仿真和實測軸比帶寬如圖9 所示,3 dB 軸比頻率帶寬的實測結果為5.66～5.72 GHz,仿真的結果是5.64～5.70 GHz。

圖9 軸比的仿真與實測的對比圖Fig.9 Comparison between simulation and measurement of AR

圖10 是天線在5.69 GHz 時軸比隨俯仰角變化的曲線。結果表明,在xoz平面和yoz平面上仿真的軸比波束寬度分別為214°和219°,測量結果分別為220°和178°。

圖10 軸比波束寬度的仿真與實測的對比圖Fig.10 Comparison between simulation and measurement of axial-ratio beamwidth

圖11 是天線的輻射方向圖,增益峰值為6.48 dBi,效率達到了80%。天線在主輻射方向上的主極化分量是左旋圓極化,交叉極化鑒別度大于30 dB。在xoz平面上測得的3 dB 增益波束寬度為80°,yoz平面上的3 dB 增益波束寬度是88°。

圖11 仿真和實測的輻射方向圖Fig.11 Radiation patterns of simulation and measurement

3 結論

本文基于SIW 結構設計了一種圓極化環(huán)形縫隙天線。通過分析縫隙環(huán)結構中的電場和等效磁流分布,得出了影響軸比波束寬度的重要因素,在此基礎上改進結構從而成功地展寬了軸比波束寬度。最后制作了天線實物并進行測試,測試的增益峰值為6.48 dBi,效率為80%。該天線還提供了一個寬的3 dB 軸比波束寬度,其在xoz平面的寬度為220°,在yoz平面為178°,同時還具有0.47λ0× 0.47λ0× 0.029λ0緊湊的尺寸。因其具有低剖面、小尺寸、寬波束的特性,該天線可以在導航系統(tǒng)的便攜式終端中得到應用。