黃楷程，卞立安，劉雨，王垚錕，洪穎杰

長沙理工大學(xué) 物理與電子科學(xué)學(xué)院，湖南 長沙 410114

0 引 言

隨著艦船通信系統(tǒng)集成度的日益增加，無線設(shè)備需在有限的物理空間中適應(yīng)更加復(fù)雜多變的環(huán)境[1]。在頻譜資源愈加緊張、環(huán)境干擾愈加嚴(yán)重的背景下，如何在單個天線上實(shí)現(xiàn)多頻復(fù)用已成為當(dāng)前的研究熱點(diǎn)。微帶準(zhǔn)八木天線作為一種典型的定向天線，具有重量輕、剖面低、散射截面積小等優(yōu)點(diǎn)，已廣泛應(yīng)用于衛(wèi)星通信、環(huán)境保護(hù)、武器引信等領(lǐng)域。為了實(shí)現(xiàn)微帶準(zhǔn)八木天線的頻率可重構(gòu)，一般在天線表面加載PIN 二極管以改變其表面電流路徑，從而達(dá)到天線在2 個或多個任意間隔離散頻段工作的目的[2-6]。

針對基于加載PIN 二極管的可重構(gòu)微帶類天線，靳貴平等[7]提出了一種共面波導(dǎo)差分饋電頻率可重構(gòu)天線，通過控制PIN 二極管的通斷，即可使該天線實(shí)現(xiàn)在無線局域網(wǎng)（wireless local area network，WLAN）和全球微波互聯(lián)接入（world-wide interoperability for microwave access， WiMAX） 這2 個波段的頻率可調(diào)。Tawk 等[8]提出了一種應(yīng)用于認(rèn)知無線電的印刷單極子結(jié)構(gòu)頻率可重構(gòu)天線，該天線通過加載2 個PIN 二極管來連接多次彎折的輻射部件并加入了寄生單元，從而實(shí)現(xiàn)其在移動無線通信所需的頻段內(nèi)工作。Valizade 等[9]提出了一種具有可切換帶隙和多諧振性能的印刷可重構(gòu)方形槽天線，通過刻蝕2 個“L”型槽、1 個“П”型槽并控制凹槽中PIN 二極管的通斷，即可使凹槽合成一個“工”字型槽，雖然可以間接地改變天線結(jié)構(gòu)，但其可重構(gòu)狀態(tài)較少。Jin 等[10]提出了一種基于偶極子的差分頻率可重構(gòu)天線，可應(yīng)用于5G 和WLAN 波段；通過控制4 個PIN 二極管的通斷，即可使天線在2 種狀態(tài)下諧振，且其諧振帶寬較寬，結(jié)構(gòu)緊湊。Shaw 等[11]提出了一種可作為區(qū)域?qū)Ш叫l(wèi)星接收機(jī)系統(tǒng)的天線，其結(jié)構(gòu)包含了2 個矩形貼片，并在貼片之間加載了3 個PIN二極管，從而實(shí)現(xiàn)了較穩(wěn)定的雙頻段頻率可重構(gòu)，但其頻率連續(xù)特性欠佳。由此可見，目前通過加載PIN 二極管的可重構(gòu)天線普遍存在頻率調(diào)節(jié)不連續(xù)、重構(gòu)狀態(tài)較少等問題。

為此，本文擬設(shè)計一種頻率可重構(gòu)的有源微帶準(zhǔn)八木天線：通過控制4 個PIN 二極管的通斷，從而實(shí)現(xiàn)C 波段（5.77～7.10 GHz，7.40 ～7.56 GHz）和X 波段（8.33～8.64 GHz，8.76～9.27 GHz）頻率的連續(xù)可重構(gòu)；通過附著雪花式諧振環(huán)（split-ring resonator，SRR） ，從而使天線獲得2 個較好的諧振點(diǎn)，且保證天線輻射方向穩(wěn)定；通過引入蝶形偶極子和寄生單元，從而擴(kuò)展天線的帶寬。

1 天線結(jié)構(gòu)模型

天線模型如圖1 所示，天線參數(shù)值如表1 所示。整體結(jié)構(gòu)分為上下兩層，使用50 Ω同軸線進(jìn)行饋電。上層介質(zhì)板的正面結(jié)構(gòu)中心為“卍”字型金屬貼片，4 個PIN 二極管（Switch 1，Switch 2，Switch 3，Switch 4）正交分布于中心點(diǎn)，2 條平行的帶線引向器分別印刷于4 個方向的邊沿處。上層介質(zhì)板的背面為具有金屬貼片的反向“卍”字型結(jié)構(gòu)，且附著了雪花式SRR；下層介質(zhì)板的正面為接地板。2 層介質(zhì)板均使用了相對介電常數(shù)為2.65 的聚四氟乙烯 （損耗正切為0.02），尺寸均為92.00 mm×92.00 mm×0.80 mm。由于天線結(jié)構(gòu)呈C4 對稱，所以該天線對電磁波極化不敏感。

圖1 可重構(gòu)天線的幾何結(jié)構(gòu)Fig. 1 The geometry structure of reconfigurable antenna

表1 天線參數(shù)Table 1 Antenna parameters

天線的頻率可重構(gòu)功能一般通過改變天線的表面電流分布來實(shí)現(xiàn)，所以通過控制天線表面加載PIN 二極管的通斷，即可改變天線表面電流的路徑長度，從而實(shí)現(xiàn)頻率可調(diào)。該天線的4 個PIN 二極管與對應(yīng)偏置電路均采用杜邦線連接，為了便于焊接，本文按照所加載PIN 二極管的規(guī)格在連接處進(jìn)行了開縫處理。圖1 中：L1為平行帶線1 的長度；L2為平行帶線2 的長度；L3為反射振子的長度 ；C1=4.00 mm，為中心處矩形貼片的周長；Lt為1/4 波長阻抗變換器的長度；LS為介質(zhì)板的邊長；Lg為蝶形偶極子的長度；Lz1為背面反射振子長度；Lw為方形接地面的邊長；W1為蝶形偶極子的寬度；W2為雪花式諧振環(huán)單元與介質(zhì)板背面蝶形振子的距離；H為上下2 層介質(zhì)板的距離。

輻射貼片、插槽和PIN 二極管均可由RLC 集總元件進(jìn)行建模，如圖2 所示：輻射貼片作為電路元件，可以表示為Lpatch，Cpatch，Rpatch；插槽則表示為Lsolt，Csolt，Rsolt。根據(jù)模態(tài)擴(kuò)展腔的模型，即可計算該模型中輻射片和縫隙的R，L，C的數(shù)值。

圖2 PIN 二極管的等效參數(shù)Fig. 2 Equivalent parameters of PIN diode

輻射貼片和縫隙之間的耦合電容Cgap為[11]

式中，Codd和Ceven分別為等效電路模型中輻射貼片和縫隙之間奇偶模的電容量。

對于二極管而言，當(dāng)其導(dǎo)通時可以等效為7.8 Ω電阻和30 pH 電感的串聯(lián)，當(dāng)其截止時則等效為28 fF 電容和30 pH 電感的串聯(lián)，因此，二極管的通/斷將直接改變輻射單元的有效電長度，從而實(shí)現(xiàn)天線的頻率可重構(gòu)。

為了設(shè)計性能穩(wěn)定的頻率可重構(gòu)天線，本文在天線上層介質(zhì)板背面加載了緊湊型雪花式SRR結(jié)構(gòu)，如圖3 所示，其中XH1=0.60 mm，XH2=0.70 mm，XH3=0.42 mm，XH4=0.58 mm，XH5=1.06 mm，XH6=1.10 mm，XH7=0.42 mm，XH8=0.70 mm，XH9=0.60 mm。相較于傳統(tǒng)的雙環(huán)SRR 結(jié)構(gòu)，本文作了內(nèi)凹和外凸之后的取互補(bǔ)處理，加強(qiáng)了整個SRR 單元的緊湊性，從而顯著增加了單元內(nèi)部的等效電容和等效電感。此外，彎折結(jié)構(gòu)可以在不減小外環(huán)直徑的條件下實(shí)現(xiàn)開口諧振環(huán)的小型化。雙諧振頻率主要由外環(huán)長度決定，第1 個諧振頻率f1為[12]

圖3 基于傳統(tǒng)雙環(huán)形單元所演化的緊湊型雪花式SRR 單元Fig. 3 Compact snowflake SRR element based on traditional double ring element

式中：c為真空中的光速；εr為相對介電常數(shù)。在此基礎(chǔ)上，外環(huán)和內(nèi)環(huán)部分將共同工作以產(chǎn)生第2 個諧振頻率[5]。

2 仿真結(jié)果與分析

天線的4 種工作狀態(tài)如表2 所示，其中“1”表示二極管導(dǎo)通，“0”表示二極管斷開。圖4 所示為諧振環(huán)加載前的天線回波損耗S11曲線，從圖中可以看出：天線的主要諧振頻率集中在6.40 GHz±400 MHz 附近；平均回波損耗為-20 dB，這表明天線在C 波段的阻抗匹配良好；在X 波段僅有模式3的諧振頻率在-15 dB 以下，其他狀態(tài)的諧振深度均無法滿足實(shí)際需求。圖5 所示為諧振環(huán)加載后的天線回波損耗S11曲線，從圖中可知：加載雪花式諧振環(huán)之后，天線出現(xiàn)了新的諧振點(diǎn)（8.15～9.20 GHz）且天線回波損耗S11均低于-23 dB，而C 波段處的天線回波損耗平均可達(dá)-25 dB。由此可見，雪花式諧振環(huán)有效降低了天線的回波損耗并實(shí)現(xiàn)了天線的多頻化。

表2 4 個PIN 二極管工作狀態(tài)的組合方式Table 2 Combination mode of working states of four pin diodes

圖4 諧振環(huán)加載前的天線回波損耗Fig. 4 Antenna return loss before resonant ring loading

圖5 諧振環(huán)加載后的天線回波損耗Fig. 5 Antenna return loss after resonant ring loading

為了對比諧振環(huán)加載前后的天線波束指向情況，本文分析了模式2 在6.85 GHz 和模式4 在8.66 GHz 的波束指向，如圖6 所示。從圖6（a）可以看出，對于未加載諧振環(huán)的天線，僅有±x軸方向上的2 個主波束，而±y軸方向上的2 個波束則不明顯且輻射能量較??；從圖6（c）可以看出，加載諧振環(huán)之后，天線波束更寬且輻射能量更大；從圖6（b）可以看出，加載諧振環(huán)之前的天線在未導(dǎo)通二極管的±y軸方向處出現(xiàn)了旁瓣波束；對比圖6（d）可以看出，諧振環(huán)加載之后，天線波束朝二極管導(dǎo)通方向端射，波束指向更加穩(wěn)定并消除了多余的旁瓣。因此，加載雪花式諧振環(huán)之后，天線波束的輻射能量更強(qiáng)，方向性更好，有效改善了天線遠(yuǎn)場方向的穩(wěn)定性，并保持了良好的端射特性。

圖6 諧振環(huán)加載前后的波束指向?qū)Ρ菷ig. 6 Comparison of beam direction before and after resonant ring loading

為了分析諧振環(huán)單元對天線諧振頻率的影響，取參數(shù)W2（圖1 中諧振環(huán)與蝶形振子之間的距離）進(jìn)行掃描仿真分析，結(jié)果如圖7 所示。當(dāng)W2由0.20 mm 增加至0.40 mm 時，天線在6.18 GHz附近產(chǎn)生了諧振且匹配良好；當(dāng)W2繼續(xù)增加至0.60 mm 時，諧振頻率將逐漸偏離中心頻率點(diǎn)，并往低頻方向移動；當(dāng)W2減小時，天線的諧振頻點(diǎn)則往高頻方向偏移，由此可見，W2值的變化將主要對低頻的回波損耗產(chǎn)生影響。鑒于天線的工作性能和諧振深度均需相對良好，故最終選擇W2=0.40 mm。

為了深入研究該天線頻率可重構(gòu)功能的實(shí)現(xiàn)原理，本文進(jìn)一步分析了天線4 種工作狀態(tài)下的表面電流分布情況，結(jié)果如圖8 所示。由圖8（a）可知，當(dāng)二極管全部斷開時（模式1），大部分電流集中于矩形貼片四周邊緣，而縫隙中的電流非常小，這是由于高內(nèi)阻的電容器阻礙了電流從矩形貼片流通至反射振子。如圖8（b）所示，當(dāng)二極管全部導(dǎo)通時（模式2），因矩形縫隙耦合作用在縫隙靠地一側(cè)產(chǎn)生的耦合電流可以經(jīng)由二極管開關(guān)，繼續(xù)沿著反射振子的邊緣流通至蝶形振子末端。此時，實(shí)際電流路徑約為0.5C1+Lt+L3+Lg，可近似等于0.43λ6.85GHz，其中λ6.85GHz為6.85 GHz 頻率的電磁波在自由空間的波長。當(dāng)天線工作在模式3 時，如圖8（c）所示，導(dǎo)通狀態(tài)的二極管將充當(dāng)矩形貼片和反射振子的連接臂，此時電容器的阻抗非常低，從而導(dǎo)致了矩形貼片和縫隙之間的電流強(qiáng)耦合；開關(guān)閉合狀態(tài)的二極管，則沒有電流通過。

圖8 天線在6.85 GHz 處的表面電流分布Fig. 8 Surface current distribution of antenna at 6.85 GHz

圖9 所示為天線在模式4 下高頻工作時的表面電流分布，假定在PIN 二極管0 狀態(tài)下矩形縫隙產(chǎn)生的耦合電流無法經(jīng)由開關(guān)流通至蝶形振子末端，則天線表面電流可分為2 個部分：第1 部分主要集中在上層介質(zhì)板背面的接地面和矩形縫隙邊緣，電流路徑長度約為0.5C1，近似等于0.53λ9.16GHz；第2 部分主要集中在天線上層介質(zhì)板背面的接地面和反射振子中間，其電流路徑約為2Lt+L3+Lg，近似等于0.44λ8.66GHz。模式4 的工作頻帶為8.66～9.16 GHz，由圖9 可知，集中在天線上層介質(zhì)板背面的接地面和矩形縫隙邊緣的耦合電流決定了天線工作頻帶的下邊頻，而分布在該接地面和反射振子中間及末端的電流路徑長度則決定了天線工作頻帶的上邊頻[7]。綜上所述，通過分析天線表面的電流分布，即可得出天線的工作頻帶參數(shù)。

圖9 天線在模式4 下的表面電流分布Fig. 9 Surface current distribution of antenna in mode 4

經(jīng)仿真分析，該天線可以在C 波段（6～6.50 GHz，6.6～6.95 GHz）和X 波段（8.15～9.20 GHz）實(shí)現(xiàn)頻率可重構(gòu)。

3 測試結(jié)果

為了驗(yàn)證所設(shè)計天線的工作性能，本文對天線進(jìn)行了加工與測試，天線的端口性能和方向圖測試均在微波暗室中完成，如圖10 所示，其中二極管型號為MACOM-000907-14020，通過控制模塊來實(shí)現(xiàn)其通斷。

圖10 天線實(shí)物和測試場景Fig. 10 Antenna object and test scenario

圖11 所示為可重構(gòu)天線在4 種工作狀態(tài)下的S11仿真與測試對比結(jié)果，其中粉色區(qū)域表示仿真結(jié)果，綠色區(qū)域表示測試結(jié)果，黃色區(qū)域表示兩者重疊。由圖11 可知，天線在5.77～7.10 GHz，7.40～7.56 GHz，8.33～8.64 GHz，8.76～9.27 GHz 實(shí)現(xiàn)了區(qū)域頻率可重構(gòu)。相較于仿真結(jié)果，測試時天線在低頻段的頻率調(diào)諧一致性較好，而在高頻段（X 波段）的一致性則較差，這主要是因?yàn)椴牧辖殡姵?shù)不均勻以及在加工、焊接和測試過程中引入了誤差所致。

圖11 天線S11 的仿真和測試結(jié)果對比Fig. 11 Comparison of simulation and test results of S11

圖12 所示為天線在低頻（6.25 GHz）和高頻（8.66 GHz）時各狀態(tài)下的仿真與測試結(jié)果方向圖，其中H 面即為天線的最大輻射方向與磁場方向所組成的平面。從圖12（a）、圖12（b）可以看出，當(dāng)天線的4 個PIN 二極管全部導(dǎo)通或斷開時，天線方向圖幾乎全向；從圖12（c）可以看出，當(dāng)天線導(dǎo)通2 個相鄰二極管時，主瓣波束將指向2 個二極管的夾角方向，且角度偏轉(zhuǎn)誤差不超過13°，波束寬度測量值約為102°；從圖12（d）可以看出，當(dāng)天線的對角二極管導(dǎo)通時，將出現(xiàn)2 個對角主瓣。本文還測試了天線選擇性地導(dǎo)通單個二極管的情況，結(jié)果如圖12（e）～圖12（h）所示，天線主瓣分別指向125°，35°，305°，215°，且測得3 dB 波束寬度約為108°。綜上所述，對于在高頻狀態(tài)和低頻狀態(tài)下工作的天線，其方向圖的仿真與測試結(jié)果基本吻合。

圖12 天線在不同模式下方向圖的仿真和測試結(jié)果對比Fig. 12 Comparison of simulation and test results of antenna patterns in different modes

4 結(jié) 語

基于艦船在復(fù)雜環(huán)境下通信、導(dǎo)航的抗干擾要求及戰(zhàn)時隱身要求，本文設(shè)計了一種加載PIN二極管和雪花式SRR 結(jié)構(gòu)的微帶準(zhǔn)八木天線，通過控制4 個PIN 二極管的通斷，實(shí)現(xiàn)了天線工作帶寬范圍在C 波段（5.77～7.10 GHz，7.40～7.56 GHz）和X 波段（8.33～8.64 GHz，8.76～9.27 GHz）頻率的可重構(gòu)；通過加載雪花形諧振環(huán)，有效改善了天線遠(yuǎn)場方向圖的偏轉(zhuǎn)誤差和端射方位角，其中所有模式下的增益水平均大于5.7 dBi，且3 dB 波束寬度的平均值約為102°。然而，由于八木天線自身的局限性，其總體尺寸較大，后續(xù)可通過貼片開槽等方式來縮小天線體積，進(jìn)一步實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)的小型化。