文成玉，廖聰慧，熊航，杜鴻

（成都信息工程大學(xué)通信工程學(xué)院，四川 成都 610225）

0 引言

慢跳頻指每個(gè)跳頻段攜載一個(gè)以上碼元，快跳頻指每個(gè)碼元被分割成多個(gè)片段并從不同的信道頻率上貫序發(fā)送[1]。在現(xiàn)有快跳頻通信系統(tǒng)中，收發(fā)兩端依賴(lài)衛(wèi)星授時(shí)和精密時(shí)鐘建立精確起跳點(diǎn)[2-3]，使用相同的偽隨機(jī)序列發(fā)生器控制數(shù)控振蕩器生成混頻頻率[4-5]，使快跳頻通信系統(tǒng)需要通過(guò)專(zhuān)用硬件系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)，并且對(duì)衛(wèi)星授時(shí)的依賴(lài)也限制了系統(tǒng)對(duì)應(yīng)用環(huán)境的適應(yīng)性。

到目前為止，研究者對(duì)快跳頻通信的研究主要聚焦于跳頻頻率、跳頻周期以及起跳時(shí)間等參數(shù)估計(jì)方面[6-8]。殷婕等[9]提出將短時(shí)傅里葉變換（STFT,short-time Fourier transform）和圖像處理結(jié)合，對(duì)時(shí)頻圖分析得出跳頻信號(hào)參數(shù)估計(jì)，相比傳統(tǒng)時(shí)頻分析法有更高的精確度，但僅針對(duì)單個(gè)跳頻信號(hào)的參數(shù)估計(jì)。付衛(wèi)紅等[10]提出通過(guò)壓縮感知法和原子匹配法對(duì)跳變時(shí)刻、跳速和跳頻頻率進(jìn)行估計(jì)。該方法顯著降低計(jì)算復(fù)雜度并得到較高的估計(jì)精確度，但未驗(yàn)證存在多個(gè)跳頻信號(hào)時(shí)算法的有效性。張寶林等[11]通過(guò)短時(shí)傅里葉變換二次估計(jì)和多重信號(hào)分類(lèi)（MUSIC,multiple signal classification）對(duì)跳頻時(shí)刻和跳頻頻率進(jìn)行估計(jì)。該方法參數(shù)估計(jì)精度較高，但無(wú)法兼顧時(shí)間和頻率分辨率。Li 等[12]通過(guò)截獲大量跳頻信號(hào)數(shù)據(jù)，構(gòu)建長(zhǎng)短期記憶（LSTM,long short-term memory）神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)模型，預(yù)測(cè)跳頻頻率。該方法能顯著提高預(yù)測(cè)精度，但未實(shí)現(xiàn)逐點(diǎn)頻率的高精度預(yù)測(cè)且該實(shí)驗(yàn)僅在單個(gè)通信網(wǎng)絡(luò)中進(jìn)行。

由于快跳頻系統(tǒng)不易獲得，公開(kāi)文獻(xiàn)中的研究工作主要在仿真環(huán)境中實(shí)施，研究結(jié)果在現(xiàn)實(shí)場(chǎng)景中的適用性和穩(wěn)健性存在不確定性。

為了使用通用軟件定義無(wú)線(xiàn)電（SDR,software defined radio）設(shè)備實(shí)現(xiàn)快跳頻通信系統(tǒng)，本文主要研究工作如下。

1)根據(jù)跳頻信號(hào)模型，揭示解跳結(jié)果對(duì)起跳時(shí)間精度的敏感性。

2)解析本文提出的快跳頻通信方案，包括跳頻表檢測(cè)、精密起跳點(diǎn)檢測(cè)和解跳3 個(gè)步驟。

3)通過(guò)兩臺(tái)SDR 設(shè)備在無(wú)線(xiàn)信道中的通信實(shí)驗(yàn)，驗(yàn)證了本文方案的有效性。

1 系統(tǒng)模型

1.1 跳頻信號(hào)模型

跳頻復(fù)信號(hào)片段如圖1 所示，real 和imag 分別是跳頻信號(hào)的I和Q分量，PH是起跳點(diǎn)，PP是跳頻周期，PB≤PP是一個(gè)跳頻周期內(nèi)發(fā)送的基帶調(diào)制信號(hào)采樣點(diǎn)數(shù)。針對(duì)跳頻信號(hào)流中第m個(gè)跳頻段，跳頻運(yùn)算為

圖1 跳頻復(fù)信號(hào)片段

其中，SH(k)是跳頻周期內(nèi)第k個(gè)復(fù)采樣點(diǎn)，M(q)是基帶調(diào)制信號(hào)M的第q個(gè)復(fù)采樣點(diǎn)，fm是跳頻段m的跳頻頻率，F(xiàn)s是采樣率。一個(gè)跳頻段消耗PB個(gè)基帶調(diào)制信號(hào)采樣點(diǎn)，輸出PP個(gè)跳頻信號(hào)采樣點(diǎn)。

使用歐拉公式對(duì)式(1)進(jìn)行分解，得到程序中的具體計(jì)算式為

1.2 解跳對(duì)起跳點(diǎn)誤差的敏感性

在解跳運(yùn)算中，每個(gè)跳頻段消耗PP個(gè)跳頻信號(hào)采樣點(diǎn)，輸出PB個(gè)調(diào)制信號(hào)采樣點(diǎn)。對(duì)于跳頻信號(hào)流中第n個(gè)跳頻段，解跳信號(hào)SdeH為

其中，0≤k≤PB，fn為跳頻段n的跳頻頻率。解跳中最大的挑戰(zhàn)是k=0 時(shí)，SH(nPP)能夠精準(zhǔn)對(duì)齊跳頻段的第一個(gè)采樣點(diǎn)，即起跳點(diǎn)對(duì)準(zhǔn)。

對(duì)于接收端第n個(gè)跳頻段前后的采樣流[…,SH(nPP–1),SH(nPP+0),SH(nPP+1),…,SH(nPP+PP–1),SH(nPP+PP),…]，有以下2 種情況。

1)如果起跳點(diǎn)對(duì)準(zhǔn)，即從采樣點(diǎn)SH(nPP+0)開(kāi)始解跳，使用式(4)解跳第n段時(shí)的起始相位為0，與式(1)執(zhí)行段跳頻時(shí)的起始相位一致，解跳后I 和Q 分量是連續(xù)的。圖2 是起跳點(diǎn)誤差為0 采樣點(diǎn)時(shí)的解跳結(jié)果。

圖2 起跳點(diǎn)誤差為0 采樣點(diǎn)時(shí)的解跳結(jié)果

2)如果起跳點(diǎn)前移一個(gè)采樣點(diǎn)，即從SH(nPP–1)開(kāi)始解跳第n段，此時(shí)，第n段實(shí)際起始采樣SH(nPP+0)對(duì)應(yīng)的解跳下標(biāo)k就從0 變成了1，該段解跳起始相位不再?gòu)? 開(kāi)始，而是從開(kāi)始，導(dǎo)致解跳后信號(hào)I 和Q 分量出現(xiàn)跳變。圖3 是起跳點(diǎn)誤差為1 采樣點(diǎn)時(shí)的解跳結(jié)果。

圖3 起跳點(diǎn)誤差為1 采樣點(diǎn)時(shí)的解跳結(jié)果

從圖3 中解跳結(jié)果可以看出，即使起跳點(diǎn)有一個(gè)采樣點(diǎn)偏移，也會(huì)導(dǎo)致解跳后基帶信號(hào)在起跳點(diǎn)出現(xiàn)跳變，這樣的跳變導(dǎo)致基帶信號(hào)幅度和相位失真，不能被后端解調(diào)器正確解調(diào)。

2 快跳頻通信方案

本文快跳頻通信方案由3 個(gè)模塊構(gòu)成：跳頻表檢測(cè)、精密起跳點(diǎn)檢測(cè)和解跳。跳頻信道數(shù)N、信道頻率集f0～fN?1、跳頻周期PP和跳頻周期采樣數(shù)PB等參數(shù)為已知條件。對(duì)于盲跳頻信號(hào)解跳，需要首先檢測(cè)這幾個(gè)參數(shù)。

2.1 跳頻表檢測(cè)

在多數(shù)文獻(xiàn)中，通過(guò)加窗短時(shí)快速傅里葉變換，按照特定采樣點(diǎn)步進(jìn)搜索每個(gè)跳頻段的跳頻頻率[11,13]。這種方法存在的缺陷是當(dāng)采樣率較低或跳頻信道頻率間隔較近時(shí)，傅里葉變換的頻譜分辨率較差，導(dǎo)致檢測(cè)失??；尤其不利的是，當(dāng)接收信號(hào)載噪比較低時(shí)會(huì)產(chǎn)生較高的誤檢率。跳頻頻率檢測(cè)失敗將直接導(dǎo)致解跳失敗。

為了克服短時(shí)傅里葉變換方法存在的問(wèn)題，本文方案中的跳頻表檢測(cè)步驟具體如下。

1)對(duì)到達(dá)的跳頻采樣塊執(zhí)行N次下變頻、低通濾波、復(fù)數(shù)轉(zhuǎn)幅度、抽取和平滑，得到如圖4 所示的N信道幅度陣列，其中N信道幅度顯示在同一坐標(biāo)軸中。

圖4 N 信道幅度陣列

2)搜索每個(gè)信道幅度中的峰值點(diǎn)，得到由數(shù)據(jù)下標(biāo)q、跳頻頻率f和幅度v構(gòu)成的三元組(q,f,v)。當(dāng)其他信道在q±τ區(qū)間不存在大于v的幅度時(shí)，存儲(chǔ)該三元組到跳頻表陣列中。其中，為實(shí)驗(yàn)常數(shù)，τ取值與低通濾波器抽頭數(shù)、PP及PB相關(guān)聯(lián)。

3)對(duì)頻率表陣列按數(shù)據(jù)下標(biāo)升序排序。其中，低通濾波器截止頻率為基帶信號(hào)帶寬，抽取和平滑的目的是消除噪聲引起的峰值點(diǎn)。

跳頻表的作用是描述到達(dá)的跳頻信號(hào)流中每個(gè)跳頻段出現(xiàn)的時(shí)間戳（數(shù)據(jù)下標(biāo)q等效于時(shí)間戳）、跳頻頻率f和幅度v（為中間參數(shù)）。三元組中數(shù)據(jù)下標(biāo)q隨噪聲波動(dòng)較大，不能直接用作起跳點(diǎn)。跳頻段的精密起跳點(diǎn)通過(guò)專(zhuān)門(mén)檢測(cè)算法實(shí)現(xiàn)。

2.2 精密起跳點(diǎn)檢測(cè)

正交解調(diào)的本質(zhì)是計(jì)算基帶信號(hào)的瞬時(shí)頻率，正交解調(diào)輸出幅度分布區(qū)間即瞬時(shí)頻率分布區(qū)間。解跳信號(hào)瞬時(shí)頻率分布區(qū)間與基帶信號(hào)最大頻偏相關(guān)聯(lián)。對(duì)于跳頻信號(hào)來(lái)說(shuō)，有以下2 種情況。

1)如果起跳點(diǎn)出現(xiàn)偏移，每個(gè)跳頻段的解跳起始相位都存在突變；由于快跳頻周期PP小于源調(diào)制符號(hào)周期，相當(dāng)于給跳頻信號(hào)疊加了符號(hào)率更高的相位調(diào)制，即使經(jīng)過(guò)低通濾波，正交解調(diào)輸出的瞬時(shí)頻率分布區(qū)間也會(huì)顯著增大。

2)如果起跳點(diǎn)對(duì)準(zhǔn)，即使在有噪聲的信道中，經(jīng)過(guò)低通濾波后，正交解調(diào)輸出的瞬時(shí)頻率分布區(qū)間也相對(duì)較小。

圖5 給出了不同起跳誤差情況下解跳信號(hào)的正交解調(diào)幅度。

圖5 不同起跳誤差下解跳信號(hào)的正交解調(diào)幅度

根據(jù)上述分析，當(dāng)起跳點(diǎn)誤差為0 時(shí)，正交解調(diào)幅度峰峰值最低；而當(dāng)起跳點(diǎn)存在正或負(fù)誤差時(shí)，正交解調(diào)幅度峰峰值顯著變大?；谶@一性質(zhì)，精密起跳點(diǎn)檢測(cè)的步驟如下。

1)以跳頻表首節(jié)點(diǎn)數(shù)據(jù)下標(biāo)q0為參考點(diǎn)，置參考起跳點(diǎn)P"區(qū)間為q0–DL

2)從正交解調(diào)幅度峰峰值二元組陣列中搜索Qpp最小的節(jié)點(diǎn)，對(duì)應(yīng)的P"即精密起跳點(diǎn)PH。

3)輸出起跳點(diǎn)出現(xiàn)漂移時(shí)的正交解調(diào)幅度峰峰值閾值Qpp_thr。

其中，Qpp_pre和Qpp_suc分別是二元組陣列中精密起跳點(diǎn)PH節(jié)點(diǎn)的前序和后繼節(jié)點(diǎn)的正交解調(diào)幅度峰峰值，α<1.0 為常數(shù)。

在首次計(jì)算精密起跳點(diǎn)時(shí)，由于跳頻表中峰值點(diǎn)數(shù)據(jù)下標(biāo)q是非常粗糙的值，需要對(duì)到達(dá)的跳頻數(shù)據(jù)塊執(zhí)行DR–DL–1

由于本文方案不依賴(lài)衛(wèi)星授時(shí)和馴服時(shí)鐘，在通信過(guò)程中可能存在起跳點(diǎn)隨時(shí)間漂移的問(wèn)題。為了容忍起跳點(diǎn)漂移，在首次檢測(cè)起跳點(diǎn)PH時(shí)，同時(shí)記錄起跳點(diǎn)PH出現(xiàn)漂移時(shí)的正交解調(diào)幅度峰峰值閾值Qpp_thr，在后續(xù)解跳過(guò)程中，當(dāng)解跳后數(shù)據(jù)塊的正交解調(diào)幅度峰峰值Qpp超出閾值Qpp_thr時(shí)，置精密起跳點(diǎn)檢測(cè)步驟1 中參考起跳點(diǎn)P"區(qū)間為PH±1，重新搜索起跳點(diǎn)PH。起跳點(diǎn)漂移即使存在也是一個(gè)慢變過(guò)程。

2.3 解跳

解跳過(guò)程步驟如下。

1)將每個(gè)到達(dá)的跳頻數(shù)據(jù)塊緩存到FIFO 隊(duì)列中，記錄隊(duì)列中第一采樣點(diǎn)全局?jǐn)?shù)據(jù)下標(biāo)Ptr0，在通信過(guò)程中Ptr0 隨時(shí)間不斷遞增。

2)按2.1 節(jié)方法對(duì)FIFO 隊(duì)列中采樣集執(zhí)行跳頻表檢測(cè)，其中數(shù)據(jù)下標(biāo)使用全局?jǐn)?shù)據(jù)下標(biāo)，緩存到跳頻表陣列。

3)按2.2 節(jié)方法執(zhí)行精密起跳點(diǎn)PH檢測(cè)，記錄正交解調(diào)峰峰值閾值Qpp_thr，此步驟僅執(zhí)行一次。

4)按式(4)對(duì)每個(gè)跳頻段執(zhí)行解跳；對(duì)解跳后復(fù)信號(hào)執(zhí)行低通濾波和正交解調(diào)，獲得正交解調(diào)峰峰值Qpp，當(dāng)Qpp>Qpp_thr時(shí)，按2.2 節(jié)方法重新計(jì)算精密起跳點(diǎn)PH，此時(shí)置參考起跳點(diǎn)P"區(qū)間為PH±1，更新Qpp_thr。

5)每完成一個(gè)段解跳，置PH=PH+PP；刪除FIFO 隊(duì)列中已經(jīng)完成解跳的接收采樣；刪除跳頻表中已經(jīng)使用的節(jié)點(diǎn)。

2.4 系統(tǒng)流程

圖6 為本文快跳頻通信系統(tǒng)流程。

圖6 本文快跳頻通信系統(tǒng)流程

本文方案與文獻(xiàn)[1-2]方案的系統(tǒng)流程區(qū)別在于以下幾點(diǎn)。

1)發(fā)送端不使用偽隨機(jī)碼發(fā)生器選擇跳頻信道，而使用隨機(jī)數(shù)選擇跳頻信道，形成隨機(jī)跳頻序列，而不是偽隨機(jī)跳頻序列。

2)接收端解跳中不使用偽隨機(jī)碼發(fā)生器來(lái)跟蹤發(fā)送端跳頻圖案，而使用2.2 節(jié)精密起跳點(diǎn)檢測(cè)算法直接檢測(cè)起跳點(diǎn)。

3)本文方案不依賴(lài)高精度衛(wèi)星授時(shí)，發(fā)送端和接收端間采樣時(shí)鐘速率偏差可能導(dǎo)致收發(fā)兩端采樣點(diǎn)出現(xiàn)滑動(dòng)漂移。為了克服采樣點(diǎn)滑動(dòng)漂移引起的起跳點(diǎn)漂移，解跳后同時(shí)執(zhí)行起跳點(diǎn)漂移檢測(cè)，如果出現(xiàn)漂移，則重新檢測(cè)起跳點(diǎn)并再次執(zhí)行解跳。

3 通信實(shí)驗(yàn)

3.1 調(diào)制類(lèi)型選擇

對(duì)于快跳頻通信，每個(gè)跳頻段僅僅傳輸一個(gè)符號(hào)的片段，所以，調(diào)制信號(hào)應(yīng)該具有恒幅度包絡(luò)，如2FSK（frequency-shift keying）、MSK（minimum frequency-shift keying）、GMSK（Gaussian MSK）或OQPSK（offset quadra phase shift keying）。2FSK帶外呈慢波紋衰減，頻譜利用率不高；GMSK 有較好的頻譜利用率，但正交解調(diào)后符號(hào)軌跡與前后符號(hào)的狀態(tài)相關(guān)聯(lián)，載噪比較低或采樣數(shù)較少時(shí)頻偏估計(jì)誤差較大[14]；相對(duì)而言，MSK 有接近GMSK的頻譜利用率，突出優(yōu)點(diǎn)是在低載噪比和少量符號(hào)條件下，頻偏估計(jì)誤差優(yōu)于GMSK。

鑒于上述因素，在快跳頻通信實(shí)驗(yàn)中，使用MSK 調(diào)制。

3.2 GNU Radio OOT 模塊

為了利用GNU Radio 執(zhí)行快跳頻通信實(shí)驗(yàn)，開(kāi)發(fā)相關(guān)OOT（out of tree）模塊如下。

1)MSK 調(diào)制模塊。輸入字節(jié)流，輸出MSK 調(diào)制采樣流；MSK 解調(diào)器使用GNU Radio 的符號(hào)同步模塊實(shí)現(xiàn)，同步算法選用zero crossing。

2)BER 測(cè)量模塊。該模塊包括BER 測(cè)量幀字節(jié)流發(fā)送和BER 統(tǒng)計(jì)2 個(gè)子模塊。

3)跳頻模塊。輸入調(diào)制復(fù)信號(hào)采樣流，輸出跳頻復(fù)信號(hào)采樣流。

4)解跳模塊。輸入跳頻復(fù)信號(hào)采樣流，輸出解跳復(fù)信號(hào)采樣流。

3.3 通信發(fā)送端

通信發(fā)送端信號(hào)處理流程如圖7 所示，主要由4 個(gè)模塊組成。

圖7 通信發(fā)送端信號(hào)處理流程

1)BerEst_FrmGen 模塊。輸出BER 測(cè)量幀字節(jié)流，每個(gè)幀由首部、計(jì)數(shù)器以及用戶(hù)自定義字符消息組成。

2)MSK Mod 模塊。執(zhí)行MSK 調(diào)制，位速率為1 024 bit/s，每個(gè)符號(hào)采樣點(diǎn)數(shù)為2 048，調(diào)制信號(hào)采樣率Fs=2.0 Msps。

3)CuitFhssFast_Sender 模塊。使用真隨機(jī)數(shù)從信道頻率表中選擇跳頻頻率，對(duì)調(diào)制信號(hào)執(zhí)行跳頻運(yùn)算；跳頻周期PP=512 采樣點(diǎn)，每個(gè)跳頻周期發(fā)送信號(hào)采樣點(diǎn)數(shù)PB=448，此時(shí)每個(gè)符號(hào)通過(guò)4.6 跳發(fā)送，跳頻信道數(shù)N=16，信道間隔65.536 kHz 圍繞0 中頻左右依次分布。

CuitFhssFast_Sender 模塊輸出跳頻信號(hào)時(shí)，同時(shí)輸出2 個(gè)連續(xù)QPSK 調(diào)制信號(hào)，參照?qǐng)D8 中左右兩端幅度較低的突出尖峰，用于驗(yàn)證同頻段內(nèi)存在其他連續(xù)信號(hào)時(shí)算法的有效性；QPSK 信號(hào)幅度為跳頻信號(hào)幅度的1/8，若提升QPSK 信號(hào)幅度，接收端收到的射頻信號(hào)將會(huì)出現(xiàn)明顯的互調(diào)失真。

圖8 接收端跳頻信號(hào)PSD 最大保持幅度

4)UHD。USRP Sink 使用Ettus B210 總線(xiàn)形射頻收發(fā)器，工作在無(wú)同步、內(nèi)時(shí)鐘模式，未使用射頻功放，通過(guò)天線(xiàn)將信號(hào)發(fā)送到無(wú)線(xiàn)信道。

3.4 通信接收端

通信接收端信號(hào)處理流程如圖9 所示，主要由7 個(gè)模塊組成。

圖9 通信接收端信號(hào)處理流程

1)UHD。USRP Source 使用Ettus B210 總線(xiàn)形射頻收發(fā)器，通過(guò)天線(xiàn)接收空中信道跳頻信號(hào)。

2)CuitFhss_DeHop 模塊。該模塊將跳頻信號(hào)解跳為基帶信號(hào)。

3)Frequency Xlating FFT Filter 模塊。該模塊有2 個(gè)作用，一是修正發(fā)送/接收SDR 設(shè)備間的頻率差，二是執(zhí)行低通濾波。由于發(fā)送端未發(fā)送頻率校準(zhǔn)信號(hào)，實(shí)驗(yàn)中SDR 設(shè)備間頻率差需要通過(guò)人工觀察正交解調(diào)幅度中值來(lái)估計(jì)。

4)Quadrature Demod 模塊。執(zhí)行正交解調(diào)。

5)Symbol Sync 模塊。執(zhí)行符號(hào)同步，輸出1 sps的同步波形，同步算法選用 zero crossing。

6)Binary Slicer 模塊。將1 sps 同步波形轉(zhuǎn)換為二進(jìn)制位流。

7)BerEst Excutor 模塊。執(zhí)行誤碼率（BER,bit error ratio）統(tǒng)計(jì)，結(jié)果顯示在控制臺(tái)，同時(shí)存儲(chǔ)到csv 文件。

受主機(jī)性能限制，在實(shí)驗(yàn)中，接收端分3 個(gè)步驟實(shí)現(xiàn)：首先通過(guò)USRP 模塊接收無(wú)線(xiàn)信道跳頻信號(hào)，將其存儲(chǔ)到數(shù)據(jù)文件；然后使用解跳程序CuitFhss_Dehop 對(duì)文件中跳頻信號(hào)執(zhí)行解跳，并將解跳結(jié)果存儲(chǔ)到數(shù)據(jù)文件；最后讀取解跳數(shù)據(jù)文件，使用處理流程末端5 個(gè)模塊，即修正頻偏、執(zhí)行低通濾波、跟蹤位同步、位同步轉(zhuǎn)位流、統(tǒng)計(jì)BER。

3.5 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

在現(xiàn)實(shí)無(wú)線(xiàn)信道中，一般用載噪比（CNR,carrier noise ratio）近似評(píng)價(jià)接收端信號(hào)質(zhì)量。CNR定義為信號(hào)載波平均功率與噪聲平均功率比值。對(duì)于快跳頻信號(hào)來(lái)說(shuō)，難以通過(guò)功率譜平均獲得客觀的CNR 指標(biāo)。在快跳頻通信實(shí)驗(yàn)中，使用PSD 最大保持幅度Amax評(píng)價(jià)接收信號(hào)質(zhì)量，使用Amax-BER關(guān)系評(píng)價(jià)系統(tǒng)性能。在GNU Radio 中，PSD 計(jì)算的輸入是SDR 設(shè)備DSP 輸出的正交信號(hào)，并不等于天線(xiàn)上的信號(hào)電平，且該結(jié)果僅為參考值。接收端SDR 設(shè)備DSP 輸出信號(hào)R可近似表示為

其中，g為射頻前端增益，SH(k)為發(fā)送端發(fā)射的跳頻信號(hào)，nchan(k)為無(wú)線(xiàn)信道噪聲，這2 個(gè)分量來(lái)自無(wú)線(xiàn)信道；nadc(k)為ADC 量化噪聲，nlo(k)為本振泄露，nitr(k)為交調(diào)失真，這3 個(gè)噪聲分量由SDR 設(shè)備自身產(chǎn)生，忽略熱噪聲成分。

實(shí)驗(yàn)中，SDR 發(fā)送端未連接射頻功放，發(fā)射歸一化增益置為0.7；兩臺(tái)SDR 設(shè)備天線(xiàn)間距恒定4 m，按0.5 步進(jìn)改變接收端歸一化增益，控制SDR 設(shè)備DSP 輸出信號(hào)幅度，此時(shí)，由于天線(xiàn)端口信號(hào)電平是恒定的，影響跳頻信號(hào)質(zhì)量的主要因素為接收端內(nèi)部產(chǎn)生的3 個(gè)噪聲分量；每個(gè)增益?zhèn)鬏? 組10 KB數(shù)據(jù)，測(cè)量接收信號(hào)PSD 最大保持幅度Amax與BER的關(guān)系，結(jié)果如圖10 所示。

圖10 接收信號(hào)PSD 最大保持幅度與BER 的關(guān)系

1)當(dāng)接收端增益為0 時(shí)，Amax低于?70 dB，解跳/解調(diào)后只有少數(shù)正確幀，整體BER 較高；參照式(6)，DSP 輸出信號(hào)主要噪聲成分為ADC 量化噪聲項(xiàng)和本振泄露項(xiàng)，此時(shí)容易看到0 中頻本振泄露幅度已接近跳頻信號(hào)幅度。

2)當(dāng)接收端歸一化增益提升到0.15～0.45時(shí)，Amax分布區(qū)間約為–65～–45 dB，來(lái)自天線(xiàn)的信號(hào)分量顯著強(qiáng)于本振泄露和量化噪聲，此區(qū)間BER 有最低均值。

3)由于SDR 設(shè)備射頻前端沒(méi)有預(yù)選濾波器，實(shí)驗(yàn)場(chǎng)地與三大運(yùn)營(yíng)商基站只有30 m 左右距離，接收端歸一化增益進(jìn)一步提升到0.50 以上，Amax幅度大于–45 dB，DSP 輸出信號(hào)中出現(xiàn)交調(diào)失真成分，BER 隨射頻增益正比上升。

4 結(jié)束語(yǔ)

本文提出了一種基于SDR 的快跳頻方案。發(fā)送端使用真隨機(jī)序列對(duì)調(diào)制信號(hào)執(zhí)行跳頻運(yùn)算后發(fā)射。接收端通過(guò)信道下變頻、低通濾波和幅度峰值檢測(cè)運(yùn)算檢測(cè)跳頻表；通過(guò)解跳后基帶信號(hào)正交解調(diào)幅度峰峰值分布特性搜索精確起跳時(shí)間；根據(jù)跳頻表和起跳時(shí)間對(duì)跳頻信號(hào)執(zhí)行下變頻實(shí)現(xiàn)解跳。

解跳真隨機(jī)序列跳頻信號(hào)，意味著本文方案結(jié)合SDR 設(shè)備除了可實(shí)現(xiàn)快跳頻通信外，還具備解跳盲跳頻信號(hào)的能力。在跳頻表檢測(cè)和精密起跳點(diǎn)檢測(cè)中使用解跳和低通濾波運(yùn)算，使本文方案在低載噪比或低采樣率條件下仍可正常工作。在實(shí)際信道通信實(shí)驗(yàn)中，使用兩臺(tái)通用SDR 設(shè)備，不依賴(lài)外部時(shí)間源和時(shí)鐘源，測(cè)試了跳頻信號(hào)的PSD 最大保持幅度Amax和BER 關(guān)系，驗(yàn)證了方案的有效性和簡(jiǎn)潔性。

受實(shí)驗(yàn)主機(jī)配置和性能限制，接收端全流程未在同一個(gè)程序中實(shí)時(shí)連續(xù)執(zhí)行，但從本質(zhì)上來(lái)說(shuō)，計(jì)算開(kāi)銷(xiāo)比重最高的濾波器卷積運(yùn)算和解跳中的下變頻運(yùn)算都具有顯著的單數(shù)據(jù)多指令特征，適合在GPU 或FPGA 中通過(guò)并行計(jì)算加速，因此本文方案具備良好工程實(shí)現(xiàn)潛力。