齊博文 梁 燦 胡雪瑤 李 陽(yáng) 王彥華

（1.北京理工大學(xué)信息與電子學(xué)院雷達(dá)技術(shù)研究所，北京 100081；2.北京理工大學(xué)重慶創(chuàng)新中心，重慶 401120；3.嵌入式實(shí)時(shí)信息處理技術(shù)北京市重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，北京 100081）

1 引言

近年來(lái)，智能汽車(chē)逐步得到廣泛應(yīng)用，它利用車(chē)載傳感器感知行車(chē)環(huán)境，探測(cè)車(chē)輛周?chē)繕?biāo)信息，可以實(shí)現(xiàn)車(chē)輛的自主導(dǎo)航和避障。常用車(chē)載傳感器有毫米波雷達(dá)、攝像頭、激光雷達(dá)等。相比于攝像頭和激光雷達(dá)，車(chē)載毫米波雷達(dá)具備全天候、全天時(shí)工作能力，目前已成為智能駕駛不可或缺的關(guān)鍵傳感器。車(chē)載毫米波雷達(dá)需要探測(cè)的物體主要包括汽車(chē)、行人、路障等，其中行人、路障等物體的雷達(dá)散射截面積（Radar Cross Section，RCS）較小，回波能量弱，傳統(tǒng)車(chē)載毫米波雷達(dá)對(duì)該類目標(biāo)探測(cè)能力有限。

針對(duì)上述問(wèn)題，本文將分布式相參體制應(yīng)用于車(chē)載雷達(dá)。分布式相參雷達(dá)是美國(guó)林肯實(shí)驗(yàn)室于2003 年提出的一種新體制雷達(dá)［1］，由一個(gè)中心控制處理系統(tǒng)和若干個(gè)單元雷達(dá)組成，通過(guò)中心控制處理系統(tǒng)對(duì)各雷達(dá)聯(lián)合控制、調(diào)度，實(shí)現(xiàn)信號(hào)級(jí)相參積累，提升目標(biāo)信噪比。目前，分布式雷達(dá)主要應(yīng)用于防空反導(dǎo)、預(yù)警探測(cè)、精密跟蹤和空間目標(biāo)監(jiān)視等領(lǐng)域［2-4］。

分布式體制應(yīng)用于車(chē)載雷達(dá)需要滿足低成本，發(fā)射波形易于生成，同時(shí)測(cè)距測(cè)速功能等需求。調(diào)頻連續(xù)波序列（Chirp序列）具備上述優(yōu)點(diǎn)，在車(chē)載雷達(dá)中已被廣泛使用［5］。另外，車(chē)載分布式雷達(dá)系統(tǒng)需要分離不同收發(fā)通道的回波，因而各單元雷達(dá)發(fā)射信號(hào)之間需要相互正交，基于Chirp 序列實(shí)現(xiàn)波形正交主要有時(shí)分、頻分、碼分等方法［6］。對(duì)于分布式雷達(dá)系統(tǒng)，相比于單部雷達(dá)，發(fā)射天線數(shù)量成倍增加，使用時(shí)分或頻分正交波形會(huì)造成發(fā)射周期較長(zhǎng)或占用較大發(fā)射帶寬，導(dǎo)致系統(tǒng)資源浪費(fèi)。碼分正交波形無(wú)需額外的發(fā)射時(shí)間和發(fā)射帶寬，可以顯著降低系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度。一般來(lái)說(shuō)，碼分波形實(shí)現(xiàn)正交的方式有脈內(nèi)編碼和脈間編碼兩種：其中脈內(nèi)相位編碼信號(hào)將信號(hào)每個(gè)脈沖重復(fù)周期（Pulse Repetition Time，PRT）劃分為若干子脈沖，并按照相位序列調(diào)制子脈沖相位；而脈間相位編碼信號(hào)則以PRT 為周期調(diào)制發(fā)射信號(hào)相位。相比于脈內(nèi)相位編碼信號(hào)，脈間相位編碼信號(hào)相位調(diào)制速率低，易于生成，因此更適合對(duì)成本要求較高的車(chē)載分布式雷達(dá)系統(tǒng)。本文即通過(guò)脈間相位編碼Chirp 序列研究分布式雷達(dá)相參參數(shù)估計(jì)方法。

車(chē)載分布式雷達(dá)系統(tǒng)中存在時(shí)間同步誤差和相位同步誤差，所以各通道接收回波目標(biāo)峰值位置和相位均存在差異［7］。為實(shí)現(xiàn)相參積累，首先需要估計(jì)并補(bǔ)償通道間的時(shí)延差和相位差，二者統(tǒng)稱為相參參數(shù)［8］。目前相參參數(shù)估計(jì)方法主要有峰值法［9］和互相關(guān)法［10］兩種，其中峰值法通過(guò)回波脈壓后的峰值位置與相位進(jìn)行估計(jì)；互相關(guān)法對(duì)各通道信號(hào)進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算，并根據(jù)相關(guān)函數(shù)峰值計(jì)算得到時(shí)延參數(shù)和相位參數(shù)。文獻(xiàn)［11］針對(duì)靜止目標(biāo)，從目標(biāo)峰值處提取回波時(shí)延與相位進(jìn)行相參參數(shù)估計(jì)，但是在低信噪比（Signal Noise Ratio，SNR）條件下相參參數(shù)估計(jì)精度低。文獻(xiàn)［12］提出了一種基于多脈沖積累的相參參數(shù)估計(jì)方法，通過(guò)多脈沖信號(hào)積累提升信噪比，再利用互相關(guān)法進(jìn)行相參參數(shù)估計(jì)。文獻(xiàn)［13］提出了基于熵準(zhǔn)則的相參參數(shù)估計(jì)方法，采用包絡(luò)熵來(lái)衡量錯(cuò)位包絡(luò)的校準(zhǔn)度，通過(guò)高精度快速迭代方法使熵達(dá)到最小值，從而實(shí)現(xiàn)延時(shí)估計(jì)；然后構(gòu)建基于熵的相位代價(jià)函數(shù)，通過(guò)相關(guān)粗估計(jì)與精搜索使得代價(jià)函數(shù)最優(yōu)，從而得到相位估計(jì)。除峰值提取法和互相關(guān)法估計(jì)相參參數(shù)外，還可以通過(guò)重建信號(hào)估計(jì)相參參數(shù)，比如文獻(xiàn)［14］提出了基于多重信號(hào)分類法的參數(shù)估計(jì)方法，通過(guò)估計(jì)高速運(yùn)動(dòng)復(fù)雜目標(biāo)的信號(hào)個(gè)數(shù)、極點(diǎn)和復(fù)幅度重建無(wú)噪聲信號(hào)，進(jìn)而估計(jì)相參參數(shù)。然而，該方法處理流程較復(fù)雜，并需要矩陣求逆，運(yùn)算量較大，其實(shí)際應(yīng)用還需要進(jìn)一步研究。

當(dāng)前使用峰值法與互相關(guān)法進(jìn)行相參參數(shù)估計(jì)的處理流程中，大多同時(shí)計(jì)算時(shí)延參數(shù)和相位參數(shù)，但受到分布式雷達(dá)發(fā)射相位編碼波形非理想正交的影響，非正交分量的相位和噪聲引入的隨機(jī)相位通常與目標(biāo)相位耦合，使用相位參數(shù)補(bǔ)償回波后，各采樣點(diǎn)相位發(fā)生改變，此時(shí)再進(jìn)行快速傅里葉變換（Fast Fourier Transform，F(xiàn)FT），無(wú)法保證各通道目標(biāo)點(diǎn)相位對(duì)齊，因而同時(shí)估計(jì)時(shí)延、相位參數(shù)的方法無(wú)法得到高精度相參參數(shù)。另外，本文使用的脈間相位編碼正交信號(hào)需要對(duì)多個(gè)PRT 的回波進(jìn)行距離-多普勒二維處理，傳統(tǒng)相參參數(shù)估計(jì)方法并未考慮該情況。針對(duì)上述問(wèn)題，本文提出將同時(shí)估計(jì)時(shí)延與相位參數(shù)改進(jìn)為先估計(jì)時(shí)延參數(shù)，在時(shí)延參數(shù)補(bǔ)償后再估計(jì)相位參數(shù)。同時(shí)，考慮在實(shí)際情況中受到噪聲等非理想因素的影響，相參參數(shù)估計(jì)值存在誤差，本文還分析了時(shí)延參數(shù)估計(jì)誤差和相位參數(shù)估計(jì)誤差對(duì)目標(biāo)相參積累信噪比增益的影響。

2 分布式相參處理方法

2.1 分布式接收回波模型

車(chē)載雷達(dá)常用的Chirp序列包含多個(gè)周期的調(diào)頻連續(xù)波信號(hào)（Frequency Modulated Continuous Wave，F(xiàn)MCW），其中單周期調(diào)頻連續(xù)波可以表示為：

上式中f0表示載頻，k表示調(diào)頻斜率。為實(shí)現(xiàn)發(fā)射信號(hào)之間相互正交，本文采用脈間相位編碼信號(hào)作為車(chē)載分布式雷達(dá)系統(tǒng)的發(fā)射波形。假設(shè)分布式雷達(dá)系統(tǒng)包含M部單元雷達(dá)，通過(guò)在PRT 間對(duì)Chirp序列進(jìn)行相位調(diào)制實(shí)現(xiàn)M個(gè)信號(hào)正交。包含M個(gè)碼長(zhǎng)為L(zhǎng)的相位序列集Φ可以表示為：

其中Φ的每一行代表一個(gè)單元雷達(dá)的相位編碼序列。因此，經(jīng)過(guò)脈間相位編碼的Chirp 序列第m個(gè)發(fā)射單元的第l個(gè)PRT的發(fā)射信號(hào)表示為：

其中ΔTm和Δθm分別表示第m個(gè)發(fā)射單元信號(hào)相對(duì)于參考發(fā)射單元信號(hào)的時(shí)延差和相位差。發(fā)射信號(hào)經(jīng)過(guò)目標(biāo)反射并到達(dá)第n個(gè)接收單元時(shí)，可以表示為：

其中τmn表示第m個(gè)發(fā)射單元信號(hào)經(jīng)目標(biāo)反射后傳播到第n個(gè)接收單元的傳播時(shí)延，Rmn表示目標(biāo)距離，v表示目標(biāo)徑向速度，c表示電磁波傳播速度。

2.2 相參信號(hào)處理流程

由于實(shí)際情況中相位編碼信號(hào)非理想正交，非正交分量和噪聲引入相位與目標(biāo)相位耦合，造成補(bǔ)償相位參數(shù)無(wú)法準(zhǔn)確消除通道間目標(biāo)點(diǎn)的相位偏差。因而本文改進(jìn)了相參參數(shù)估計(jì)流程，通過(guò)分步估計(jì)時(shí)延參數(shù)與相位參數(shù)，并在FFT后估計(jì)并補(bǔ)償相位參數(shù)實(shí)現(xiàn)各通道目標(biāo)點(diǎn)相位對(duì)齊?；贑hirp 序列的脈間相位編碼波形相參處理流程如圖1所示。

首先，對(duì)于回波進(jìn)行編碼相位補(bǔ)償，分離各通道回波并在距離維檢測(cè)目標(biāo)，計(jì)算時(shí)延參數(shù)，隨后使用時(shí)延參數(shù)補(bǔ)償各通道回波，并進(jìn)行距離-多普勒二維FFT 處理，此時(shí)提取目標(biāo)點(diǎn)相位值，計(jì)算各通道相位參數(shù)，然后使用相位參數(shù)對(duì)各通道回波FFT處理后的結(jié)果進(jìn)行補(bǔ)償，最后進(jìn)行多通道相參積累提升目標(biāo)回波信噪比。上述方法相比于傳統(tǒng)峰值法的區(qū)別在于多普勒維FFT 后估計(jì)相位參數(shù)，解決了相位參數(shù)因多普勒維處理發(fā)生改變的問(wèn)題。處理流程具體分為如下四個(gè)步驟。

（1）分離接收回波：

接收回波去斜后，使用M個(gè)相位編碼序列分別與接收信號(hào)共軛相乘，去除在發(fā)射端加入的相位項(xiàng)。使用第a個(gè)相位序列消除回波的相位項(xiàng)可以得到：

式中ΔTmn=ΔTm-ΔTn、Δθmn=Δθm-Δθn分別表示第m個(gè)天線發(fā)射信號(hào)經(jīng)過(guò)目標(biāo)反射被第n個(gè)天線接收并去斜后的時(shí)延同步誤差和相位同步誤差，式（6）第一項(xiàng)表示編碼相位被正確補(bǔ)償后的信號(hào)，第二項(xiàng)求和項(xiàng)表示其他正交序列對(duì)應(yīng)的信號(hào)之和，使用x（t）表示，需要注意的是該項(xiàng)相位變化受到編碼相位與補(bǔ)償相位失配的影響，在后續(xù)處理中無(wú)法在速度維形成目標(biāo)峰值，從而實(shí)現(xiàn)信號(hào)的分離。將傳播時(shí)延代入上式，并將時(shí)間t表示為快時(shí)間ts（PRT 內(nèi)的采樣時(shí)間）與慢時(shí)間tm（PRT間的采樣時(shí)間）之和的形式，則回波時(shí)延可以表示為：

將式（7）代入式（6）可以得到：

式（8）可以分為六項(xiàng)，分別為快時(shí)間項(xiàng)、慢時(shí)間項(xiàng)、快時(shí)間二次項(xiàng)、慢時(shí)間二次項(xiàng)、快慢時(shí)間交叉項(xiàng)、常數(shù)相位項(xiàng)，由于分母包含c2的項(xiàng)遠(yuǎn)小于其他項(xiàng)，并且快時(shí)間二次方項(xiàng)對(duì)目標(biāo)距離影響較小，所以可以忽略，因而經(jīng)過(guò)簡(jiǎn)化可以得到下式：

對(duì)回波信號(hào)進(jìn)行多普勒維FFT，可以分離各通道信號(hào)：

式（10）中K表示多普勒維FFT處理后信號(hào)的幅度，第一項(xiàng)表示被正確補(bǔ)償編碼相位的部分將在多普勒維產(chǎn)生峰值，而其他正交分量多普勒維處理后的結(jié)果w（ts，tm）不存在峰值。

（2）時(shí)延參數(shù)估計(jì)：

根據(jù)式（10）可以看出，在快時(shí)間維，回波信號(hào)可以看作是單頻信號(hào)，其頻率為：

進(jìn)行距離維FFT 可以從通道an回波信號(hào)得到目標(biāo)距離估計(jì)值：

根據(jù)得到的各通道目標(biāo)點(diǎn)位置與參考通道（此處假設(shè)通道11 為參考通道）目標(biāo)位置之差，計(jì)算得到通道an的時(shí)延參數(shù)的估計(jì)值。

（3）相位參數(shù)估計(jì)：

使用估計(jì)得到的各通道時(shí)延參數(shù)補(bǔ)償回波，補(bǔ)償時(shí)延參數(shù)后的回波信號(hào)表示為：

隨后對(duì)時(shí)延參數(shù)補(bǔ)償后的信號(hào)進(jìn)行距離-多普勒二維FFT提取目標(biāo)點(diǎn)相位信息：

其中A（fs，fm）表示二維FFT 處理后的包絡(luò)，可以表示為：

其中B表示轉(zhuǎn)換因子，為一常數(shù)。估計(jì)各通道目標(biāo)點(diǎn)相位與參考通道目標(biāo)相位之差，從而得到通道an的相位參數(shù)估計(jì)值。

其中η表示其他正交分量引入的相位值。

（4）相位參數(shù)補(bǔ)償與相參積累

使用上述相位參數(shù)估計(jì)值對(duì)距離-多普勒二維FFT處理后的結(jié)果進(jìn)行相位補(bǔ)償可以得到：

經(jīng)過(guò)相位參數(shù)調(diào)整后，各通道時(shí)延、相位相同，因而可以實(shí)現(xiàn)有效相參積累。

3 參數(shù)估計(jì)誤差對(duì)相參積累的影響

實(shí)際信號(hào)處理過(guò)程中，受到噪聲等因素的影響，相參參數(shù)估計(jì)值與理論值存在偏差，在相參參數(shù)補(bǔ)償后，各通道回波信號(hào)沒(méi)有實(shí)現(xiàn)理想相參積累，造成目標(biāo)回波SNR 增益損失。本節(jié)分別對(duì)時(shí)延參數(shù)估計(jì)誤差和相位參數(shù)估計(jì)誤差對(duì)SNR 增益影響進(jìn)行分析。

3.1 時(shí)延參數(shù)估計(jì)誤差的影響

根據(jù)2.2 節(jié)相參參數(shù)估計(jì)與補(bǔ)償?shù)男盘?hào)流程，經(jīng)過(guò)距離維FFT 后，時(shí)延參數(shù)估計(jì)誤差導(dǎo)致各通道目標(biāo)峰值位置存在偏差，因而各通道信號(hào)進(jìn)行積累必然造成能量損失，各通道目標(biāo)位置與參考通道位置相差越大，目標(biāo)能量損失越多。

由于時(shí)延參數(shù)補(bǔ)償只影響信號(hào)模型中的快時(shí)間項(xiàng)，因而將慢時(shí)間與常數(shù)項(xiàng)合并表示為D，存在時(shí)延參數(shù)估計(jì)誤差ξ的信號(hào)模型可以表示為：

由式（19）可知，時(shí)延參數(shù)估計(jì)誤差影響了目標(biāo)峰值出現(xiàn)的位置。通過(guò)仿真評(píng)估時(shí)延參數(shù)估計(jì)誤差的影響，仿真系統(tǒng)由兩個(gè)發(fā)射天線和兩個(gè)接收天線組成，共有四個(gè)收發(fā)通道，假設(shè)后續(xù)相位估計(jì)誤差為零，僅時(shí)延參數(shù)估計(jì)值影響相參積累結(jié)果。

考察時(shí)延參數(shù)估計(jì)誤差在4 ns 內(nèi)變化對(duì)相參積累SNR 增益損失的影響。仿真參數(shù)如表1所示。

表1 仿真參數(shù)Tab.1 Simulation parameters

在仿真中，參考通道的時(shí)延參數(shù)不變，其余三個(gè)通道在原有時(shí)延參數(shù)估計(jì)值的基礎(chǔ)上疊加一個(gè)設(shè)定范圍的隨機(jī)值，最后經(jīng)過(guò)相參參數(shù)補(bǔ)償，計(jì)算目標(biāo)回波SNR增益損失。經(jīng)過(guò)100次蒙特卡洛仿真得到圖2所示結(jié)果。如果以相參積累后SNR增益損失小于3 dB 為邊界，則時(shí)延參數(shù)估計(jì)誤差應(yīng)在約0～3.5 ns范圍內(nèi)。

3.2 相位參數(shù)估計(jì)誤差的影響

假設(shè)時(shí)延參數(shù)估計(jì)準(zhǔn)確，經(jīng)過(guò)補(bǔ)償，各通道目標(biāo)位置對(duì)齊，隨后對(duì)目標(biāo)點(diǎn)的相位進(jìn)行調(diào)整，以保證各通道目標(biāo)點(diǎn)相位對(duì)齊。假設(shè)相位參數(shù)估計(jì)值存在誤差φ，相位補(bǔ)償后的信號(hào)可以表示為：

上式表明相位參數(shù)估計(jì)誤差造成各通道目標(biāo)點(diǎn)與參考通道目標(biāo)點(diǎn)之間出現(xiàn)相位差異，各通道回波無(wú)法相參積累。通過(guò)仿真分析相位參數(shù)估計(jì)誤差對(duì)相參積累后SNR 增益的影響。仿真設(shè)置與上一節(jié)相同，假設(shè)時(shí)延參數(shù)估計(jì)準(zhǔn)確，并且已按照信號(hào)處理流程準(zhǔn)確補(bǔ)償時(shí)間同步誤差，各通道目標(biāo)點(diǎn)位置相同?？疾煜辔粎?shù)估計(jì)誤差在0～110°內(nèi)對(duì)相參積累后SNR 增益的影響。仿真過(guò)程中固定參考通道相位參數(shù)不變，另外三個(gè)通道的相位參數(shù)估計(jì)值在原有參數(shù)的基礎(chǔ)上疊加一個(gè)設(shè)定誤差范圍內(nèi)的隨機(jī)值。最后各通道信號(hào)經(jīng)過(guò)相參參數(shù)補(bǔ)償并積累后計(jì)算信噪比增益損失。經(jīng)過(guò)100次蒙特卡洛試驗(yàn)得到圖3 所示變化曲線。仿真結(jié)果表明，如果以信噪比增益損失小于3 dB 為邊界，則相位參數(shù)估計(jì)誤差應(yīng)在100°以內(nèi)。

4 仿真與實(shí)測(cè)驗(yàn)證

本節(jié)從仿真和實(shí)測(cè)兩方面驗(yàn)證基于脈間相位編碼正交波形的車(chē)載分布式雷達(dá)相參參數(shù)估計(jì)與補(bǔ)償方法的有效性。

4.1 仿真驗(yàn)證

仿真設(shè)置車(chē)載分布式雷達(dá)系統(tǒng)包含兩部單元雷達(dá)，且系統(tǒng)工作在接收相參模式，每部單元雷達(dá)具有一根發(fā)射天線和一根接收天線，因而共包含四個(gè)收發(fā)通道。為驗(yàn)證本文提出的車(chē)載分布式雷達(dá)信號(hào)處理方法的有效性，在仿真中暫不考慮相參參數(shù)估計(jì)誤差。仿真設(shè)置回波輸入信噪比-30 dB，雷達(dá)間存在時(shí)間同步誤差100 ns，目標(biāo)距離設(shè)置為40 m。仿真結(jié)果如圖4所示。

圖4（a）說(shuō)明相參積累前，由于存在時(shí)間同步誤差，各通道距離像目標(biāo)峰值位置不同，此時(shí)無(wú)法進(jìn)行相參積累，經(jīng)過(guò)統(tǒng)計(jì)，回波信噪比最低僅為13.4 dB。經(jīng)過(guò)相參參數(shù)估計(jì)與補(bǔ)償后得到圖4（b）的結(jié)果，仿真結(jié)果表明各通道一維像目標(biāo)點(diǎn)位置已經(jīng)對(duì)齊，相參積累后目標(biāo)回波信噪比為20.29 dB，相比于相參積累前信噪比最多可提升6.89 dB。由于各通道信噪比不同，通過(guò)理論分析公式（21）可以得到理論相參積累信噪比為20.7 dB，相參增益損失為0.41 dB，說(shuō)明本文所設(shè)計(jì)的車(chē)載分布式雷達(dá)接收相參信號(hào)處理流程可以有效實(shí)現(xiàn)不同通道信號(hào)之間的相參積累。

式中γij表示各通道與參考通道噪聲功率的比值，SNRij表示各通道信噪比。

為驗(yàn)證本文方法可以得到高精度相位參數(shù)，還開(kāi)展了不同信噪比條件下，參數(shù)估計(jì)精度對(duì)比仿真。設(shè)計(jì)輸入信噪比分別為-20 dB、-25 dB、-30 dB三種情況，使用本文設(shè)計(jì)方法與峰值法估計(jì)相參參數(shù)并補(bǔ)償回波后，提取各通道目標(biāo)點(diǎn)相位，分析結(jié)果如圖5 所示。仿真結(jié)果表明，傳統(tǒng)峰值法在信噪比增大的情況下，相位波動(dòng)范圍增加，這是由于信噪比增加，雷達(dá)發(fā)射波形的非正交分量對(duì)目標(biāo)相位的影響增大造成的，同時(shí)仿真結(jié)果表明，本文設(shè)計(jì)方法得到相位參數(shù)精度更高，因而相參參數(shù)補(bǔ)償后，各通道目標(biāo)點(diǎn)相位一致。

4.2 實(shí)測(cè)驗(yàn)證

為進(jìn)一步驗(yàn)證所設(shè)計(jì)的分布式雷達(dá)信號(hào)處理方法的有效性，并考察實(shí)際場(chǎng)景中相參積累后目標(biāo)信噪比提升效果，本文設(shè)計(jì)并開(kāi)展了外場(chǎng)試驗(yàn)。試驗(yàn)平臺(tái)與試驗(yàn)場(chǎng)景設(shè)置如圖6所示。

試驗(yàn)所搭建的車(chē)載分布式雷達(dá)平臺(tái)包含兩部雷達(dá)，每部雷達(dá)使用一個(gè)發(fā)射天線與一個(gè)接收天線，因而在相參積累過(guò)程中共使用四個(gè)收發(fā)通道，兩部雷達(dá)通過(guò)外部時(shí)鐘進(jìn)行觸發(fā)，從而保證雷達(dá)間的發(fā)射時(shí)序基本同步。但考慮各雷達(dá)器件響應(yīng)時(shí)間不同、線纜長(zhǎng)度不同等因素，兩雷達(dá)發(fā)射信號(hào)仍存在時(shí)間與相位同步誤差，這部分誤差可以通過(guò)相參參數(shù)估計(jì)來(lái)進(jìn)行補(bǔ)償。另外，根據(jù)時(shí)延參數(shù)估計(jì)誤差、相位參數(shù)估計(jì)誤差對(duì)相參積累信噪比增益影響的分析，當(dāng)SNR 增益損失小于3 dB時(shí)，相位參數(shù)估計(jì)誤差容限較大可達(dá)100°左右，而時(shí)延參數(shù)估計(jì)誤差容限較小，僅為3.5 ns，因而實(shí)際系統(tǒng)需要重點(diǎn)控制時(shí)延參數(shù)估計(jì)誤差。假設(shè)時(shí)延參數(shù)估計(jì)誤差最大為3.5 ns，則目標(biāo)位置估計(jì)誤差最大為0.525 m，由于測(cè)距精度與距離分辨率成正比，因而需要保證距離分辨率小于0.525 m，即信號(hào)帶寬應(yīng)大于286 MHz。綜上，試驗(yàn)平臺(tái)設(shè)置雷達(dá)帶寬為500 MHz。試驗(yàn)所使用雷達(dá)及場(chǎng)景具體參數(shù)如表2所示。

表2 試驗(yàn)參數(shù)Tab.2 Experiment parameters

實(shí)測(cè)得到各通道回波信號(hào)經(jīng)過(guò)距離和速度維FFT 處理后，目標(biāo)所在多普勒維的距離像如圖7（a）所示，經(jīng)過(guò)相參參數(shù)估計(jì)與補(bǔ)償并進(jìn)行相參積累后的距離像如圖7（b）所示。

圖7（a）表明由于同步誤差的存在，各通道目標(biāo)位置不同，此時(shí)無(wú)法進(jìn)行相參積累，這與仿真結(jié)果一致，此外，可以觀察到二發(fā)一收通道具有兩個(gè)峰值，其中后一個(gè)峰值是目標(biāo)峰值，而前一個(gè)峰值由另一部雷達(dá)的直達(dá)波造成。圖7（b）表明經(jīng)過(guò)相參參數(shù)估計(jì)與補(bǔ)償后，各通道目標(biāo)點(diǎn)位置對(duì)齊。通過(guò)統(tǒng)計(jì)，相參積累前四個(gè)通道平均信噪比為49.8 dB，由于各通道信噪比不同，通過(guò)計(jì)算公式（21）可以得到相參積累后理論相參積累信噪比應(yīng)為55.76 dB，實(shí)際相參積累后信噪比為54.89 dB，信噪比增益損失為0.87 dB，驗(yàn)證了相參處理方法的有效性，而且也證明相參參數(shù)估計(jì)誤差在可接受范圍內(nèi)。

為證明本文所提改進(jìn)的峰值法估計(jì)相參參數(shù)的有效性，分別使用傳統(tǒng)峰值法與本文方法對(duì)實(shí)測(cè)數(shù)據(jù)進(jìn)行處理。經(jīng)過(guò)相參參數(shù)估計(jì)與補(bǔ)償，各通道目標(biāo)點(diǎn)相位與參考通道目標(biāo)點(diǎn)相位之差如圖8 所示。試驗(yàn)結(jié)果表明傳統(tǒng)峰值法相參參數(shù)估計(jì)精度低，無(wú)法準(zhǔn)確補(bǔ)償各通道回波信號(hào)，導(dǎo)致補(bǔ)償后部分通道目標(biāo)點(diǎn)仍有較大相位誤差。而本文所設(shè)計(jì)方法相參參數(shù)估計(jì)精度高，補(bǔ)償后各通道目標(biāo)點(diǎn)相位一致。根據(jù)上節(jié)分析，相位誤差的存在導(dǎo)致信噪比增益損失，因而相比于傳統(tǒng)峰值法，本文設(shè)計(jì)相參參數(shù)估計(jì)方法可以實(shí)現(xiàn)各通道有效積累。

5 結(jié)論

針對(duì)傳統(tǒng)車(chē)載毫米波雷達(dá)對(duì)回波信噪比低的目標(biāo)探測(cè)能力差的問(wèn)題，本文將分布式體制應(yīng)用于車(chē)載雷達(dá)，設(shè)計(jì)了基于脈間相位編碼正交波形的車(chē)載分布式雷達(dá)接收相參信號(hào)處理方法。首先，構(gòu)建了車(chē)載分布式雷達(dá)信號(hào)模型；隨后，提出了時(shí)延參數(shù)與相位參數(shù)分步估計(jì)的相參參數(shù)估計(jì)方法，提升了相位參數(shù)的估計(jì)精度；然后，分析了相參參數(shù)估計(jì)誤差對(duì)分布式雷達(dá)相參積累信噪比增益的影響；最后，通過(guò)仿真與實(shí)測(cè)分析了所提信號(hào)處理方法的有效性。仿真與實(shí)測(cè)結(jié)果表明，本文所提車(chē)載分布式信號(hào)處理方法可以實(shí)現(xiàn)多雷達(dá)回波相參積累，有效改善了相參參數(shù)估計(jì)精度。