楊玉崗，李 恒，孫曉鈺

（遼寧工程技術(shù)大學(xué)電氣與控制工程學(xué)院，葫蘆島 125105）

隨著電力電子技術(shù)的發(fā)展，高頻、高功率密度已成為開關(guān)電源的必然發(fā)展趨勢。LLC 諧振變換器因其良好的自然軟開關(guān)特性，具有較高的工作效率和功率密度，被廣泛應(yīng)用于新能源發(fā)電、電動汽車和通訊電源等領(lǐng)域[1-3]。為了提高LLC 諧振變換器的容量，改善穩(wěn)態(tài)時的工作特性，交錯并聯(lián)技術(shù)被應(yīng)用到LLC 諧振變換器中[4-5]，但隨著變換器相數(shù)的增加，較多的元器件增加了變換器的開關(guān)損耗，導(dǎo)致變換器輕載工作效率較低，難以兼顧擴(kuò)容和高輕載效率的問題。

目前實現(xiàn)LLC 諧振變換器的效率優(yōu)化，主要有兩個方向：①文獻(xiàn)[6]提出的變換器參數(shù)設(shè)計的優(yōu)化方案，通過優(yōu)化的參數(shù)改善變換器的工作狀態(tài)，能夠提高變換器在輕載甚至在全負(fù)載范圍內(nèi)的工作效率，但沒有對變換器的輕載效率提升做出針對性的研究，變換器的輕載效率提升仍然具有較大的研究空間；②文獻(xiàn)[7-8]提出的多相交錯并聯(lián)和通道控制方案，根據(jù)負(fù)載大小控制投入運行的變換器的通道數(shù)，拓寬了變換器的高效率運行區(qū)間，但當(dāng)變換器的運行通道數(shù)減至單相時，未對變換器的輕載效率做出進(jìn)一步的優(yōu)化研究，也沒有給出具體的控制方案。

針對以上情況，本文以交錯并聯(lián)磁集成雙向LLC 諧振變換器為研究對象，提出了一種變頻控制+移相控制+相屏蔽控制的控制策略，給出了以數(shù)字信號處理器DSP 為核心的控制策略實現(xiàn)方法，根據(jù)變換器的負(fù)載大小切換不同的控制模式，切實提高變換器的輕載工作效率，通過對比實驗，驗證了所提控制策略的有效性。

1 交錯并聯(lián)磁集成雙向LLC 諧振變換器

1.1 交錯并聯(lián)磁集成雙向LLC 諧振變換器工作原理

本文所研究的交錯并聯(lián)磁集成雙向LLC 諧振變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1 所示，為保證變換器正、反向工作時工作特性保持一致，兩相LLC 諧振變換器均采用CLLLC 型諧振結(jié)構(gòu)，LLC1 和LLC2 分別表示兩相LLC 諧振變換器。本文采用相間諧振電感反向耦合的方式來實現(xiàn)兩相變換器的自動均流。圖1 中：Lr1、Lr2和Cr1、Cr2分別為兩相變換器的低壓側(cè)諧振電感和諧振電容，兩諧振電感進(jìn)行反向耦合；Lr3、Lr4和Cr3、Cr4分別為兩相變換器的高壓側(cè)諧振電感和諧振電容，兩諧振電感也進(jìn)行反向耦合；Lm1和Lm2分別為兩相變換器低壓側(cè)和高壓側(cè)勵磁電感；n 為變壓器變比。為了滿足諧振電感反向耦合的需要，兩相LLC 諧振變換器開關(guān)管的導(dǎo)通角交錯180°。

圖1 交錯并聯(lián)磁集成雙向LLC 諧振變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 Topology of interleaved magnetic integrated bidirectional LLC resonant converter

在LLC 諧振變換器中，存在2 個諧振頻率：串聯(lián)諧振頻率fr和串并聯(lián)諧振頻率fm。設(shè)定變換器的工作頻率為fs，為了同時實現(xiàn)LLC 諧振變換器一次側(cè)的ZVS 和二次側(cè)的ZCS，變換器的開關(guān)頻率需要滿足。在這一頻率區(qū)間范圍內(nèi)，兩相LLC 諧振變換器交錯角度為180°時，主要工作波形如圖2 所示，一個工作周期內(nèi)，共有8 個工作模態(tài)。觀察兩相變換器的諧振電感和勵磁電感電流波形，可見，在任一時刻，兩相變換器的諧振電感電流均大小相等，方向相反，滿足相間諧振電感反向耦合的需要。

圖2 fm ＜fs ＜fr 時的工作波形Fig.2 Operating waveforms when fm ＜fs ＜fr

1.2 磁集成均流原理

本文采用兩相LLC 諧振變換器相間諧振電感的反向耦合實現(xiàn)兩相變換器的自動均流。為了避免傳統(tǒng)磁芯結(jié)構(gòu)耦合系數(shù)低，磁壓分布不均勻，磁芯磁路不規(guī)則等問題[10]，給出了EIE 型耦合電感的磁路結(jié)構(gòu)，如圖3 所示。該磁芯結(jié)構(gòu)對稱，耦合系數(shù)較高，便于磁路模型的建立與分析[11]。兩個諧振電感均繞在磁芯中柱上，N1、N2分別為兩相諧振電感的線圈，大小相等為流入耦合電感的兩相諧振電流，兩相諧振電流以相反的方向流入耦合電感，磁芯中柱兩側(cè)氣隙對稱，通過調(diào)節(jié)氣隙大小，得到所需的諧振電感。

圖3 EIE 型耦合電感磁路結(jié)構(gòu)Fig.3 Magnetic circuit structure of“EIE”shaped coupling inductors

在理想情況下，兩相LLC 諧振變換器參數(shù)完全一致，流入耦合電感的諧振電流在任一時刻大小相等，方向相反，兩耦合電感在磁芯磁路中產(chǎn)生相互抵消的磁通，磁路中總磁通為0。當(dāng)兩相變換器參數(shù)存在偏差時，會造成流入耦合電感的兩相電流發(fā)生變化。假設(shè)此時諧振電流突然增大，＞，根據(jù)楞次定律和電磁感應(yīng)定律，電流將在磁芯中產(chǎn)生感應(yīng)磁通，在上下兩個線圈內(nèi)分別產(chǎn)生感應(yīng)電動勢E1和E2，在反向電動勢E1的作用下，將不斷降低，同時在E2的作用下，不斷增大，直到兩相諧振電流重新滿足。

2 變換器工作特性

為了制定合理的控制方案，首先對變換器的工作特性進(jìn)行分析。根據(jù)變換器的運行方式分析變換器在變頻控制和移相控制下的輸出電壓增益特性。

2.1 變頻控制

雙向LLC 諧振變換器工作在變頻模式下時，為實現(xiàn)變換器的高效率，往往使其工作在諧振頻率點附近，因此可用基頻分量法對變換器的工作特性進(jìn)行分析[12]。不同于傳統(tǒng)交錯并聯(lián)LLC 諧振變換器中兩相LLC 變換器的獨立工作，交錯并聯(lián)磁集成雙向LLC 諧振變換器中，由于耦合電感的存在，兩相變換器工作時會相互產(chǎn)生影響，這點在進(jìn)行變換器的工作特性分析時需要加以考慮。

圖1 中，在理想情況下，同相LLC 諧振變換器變壓器兩側(cè)的諧振參數(shù)具有對稱性，即Lr1=Lr3n2，Cr1=Cr3/n2，將二次側(cè)的參數(shù)折算到原邊側(cè)，可得到等效電路，如圖4 所示。

圖4 等效電路Fig.4 Equivalent circuit

兩相變換器交錯180°運行，使并聯(lián)的輸入端電壓始終相反，諧振電感反向耦合。設(shè)兩相諧振電感的耦合系數(shù)為k，則k 為負(fù)數(shù)，-1≤k＜0，可得到耦合電感的互感M 為

式中：UAB、Uo分別為輸入、輸出電壓；Req為等效電阻，Req=8n2RL/n2；ωs為工 作角 頻率；Lr、Cr分別為 諧振電感和電容。

化簡式（2）得

式中：h 為勵磁電感與諧振電感的比值，h=Lm/（Lr-M）；fn為開關(guān)頻率與諧振頻率比值，即歸一化頻率，fn=fs/fr；Q 為品質(zhì)因數(shù)，。

為了獲取有效的耦合系數(shù)，利用Saber 軟件，結(jié)合具體的實驗參數(shù)，通過仿真的方法取得最佳均流效果的耦合系數(shù)k=-0.4[11]。保持h、Q 不變，分別取耦合系數(shù)k=0 和k=-0.4，用Matlab 軟件分別繪制出變換器電壓增益與歸一化頻率的關(guān)系曲線，如圖5 所示?？梢姡瑤я詈想姼械碾p向LLC 諧振變換器的電壓增益特性與傳統(tǒng)無耦合作用的交錯并聯(lián)LLC 諧振變換器相同，并且在同一開關(guān)頻率下，具有更大的電壓增益，為同時實現(xiàn)變化器的ZVS 和ZC，設(shè)計變換器工作在區(qū)域2 內(nèi)，在這段區(qū)域內(nèi)，變換器的電壓增益隨開關(guān)頻率的增加單調(diào)遞減，頻率越大，增益曲線越平穩(wěn)，在諧振頻率點處取得最小增益1，變換器處于升壓模式。

圖5 歸一化頻率與電壓增益關(guān)系曲線Fig.5 Curves of relationship between normalized frequency and voltage gain

2.2 移相控制

在本文所提控制方法下，變換器的移相控制僅使用在深度輕載工況下，此時通過相屏蔽控制，耦合電感中僅一相電感參與工作，不再考慮諧振電感間的耦合影響，變換器的工作特性與傳統(tǒng)LLC 諧振變換器一致。利用時域分析法[13]，得到單相LLC 諧振變換器的占空比與電壓增益的關(guān)系曲線，如圖6 所示。

圖6 占空比與電壓增益關(guān)系曲線Fig.6 Curve of relationship between duty cycle and voltage gain

此時變換器工作在諧振頻率點即歸一化頻率fn為1 處，由圖6 可見，電壓增益隨占空比的增加單調(diào)遞增，當(dāng)占空比為1 時最大增益為1，在此工作范圍內(nèi)處于降壓模式，與圖5 中交錯并聯(lián)磁集成LLC 諧振變換器的電壓增益曲線形成增益互補(bǔ)。因此，變換器能適用于全負(fù)載范圍內(nèi)的增益變化。

3 移相+變頻+相屏蔽控制的控制方法

傳統(tǒng)的變頻控制和移相控制各有優(yōu)缺點，為了滿足變換器的增益變化需要，并有效提升變換器的輕載工作效率，本文提出了一種移相控制+變頻控制+相屏蔽控制的控制方法。當(dāng)變換器處于半載及以上負(fù)載時，采用傳統(tǒng)變頻控制，兩相變換器交錯180°運行；當(dāng)變換器處于輕載（小于50%滿載）運行時，采用相屏蔽控制和變頻控制；變換器處于深度輕載（這里定義為變換器所需增益小于1 時）運行時，采用相屏蔽控制和移相控制。

3.1 控制模式切換原理

在所提多模式控制方法下，隨著變換器負(fù)載的不斷變化，變換器的控制模式也頻繁切換。為了避免變換器在控制模式切換的臨界點處進(jìn)行反復(fù)切換動作，影響變換器的穩(wěn)定運行，需要對變換器控制模式的切換過程進(jìn)行過渡處理。

對于變頻模式下相屏蔽切相控制的過渡處理，以50%滿載作為切換臨界點，滯環(huán)控制原理如圖7所示。設(shè)滿載電流為Io，以0.45 Io～0.55 Io為滯環(huán)區(qū)間，負(fù)載電流大于0.55 Io時由相屏蔽單相運行切換為雙相運行；負(fù)載電流小于0.45 Io時進(jìn)行相屏蔽控制，僅單相變換器運行。

圖7 相屏蔽控制過渡原理Fig.7 Transition principle of phase shielding control

輕載工況下，變換器在變頻控制和移相控制模式間切換，實際表現(xiàn)為變換器的電壓增益變化。由上文變換器的工作特性分析可得，在變頻控制和移相控制下，變換器的電壓增益形成互補(bǔ)，變頻控制和移相控制的切換原理如圖8 所示。當(dāng)變換器處于升壓模式時，所需增益大于1，采用變頻控制，變換器工作頻率小于諧振頻率，隨變換器負(fù)載的減小，輸出頻率不斷增加；當(dāng)輸出頻率大于變換器的諧振頻率，即所需增益小于1 時，采用定頻移相控制，輸出頻率固定為諧振頻率。LLC 諧振變換器的輸出增益變化，可看作工作頻率的變化，因此，僅通過對變換器工作頻率的判斷處理即可實現(xiàn)變頻控制和移相控制的平滑切換。

圖8 變頻、移相控制切換原理Fig.8 Switching principle of variable frequency and phase shift control

3.2 控制方法實現(xiàn)流程

結(jié)合提出的控制方法，要實現(xiàn)變換器在多控制模式下的精確平穩(wěn)切換，需要對變換器的工作狀態(tài)進(jìn)行精確地實時監(jiān)測。本文設(shè)計了以數(shù)字信號處理器DSP（digital signal processing）DSP28335 為核心的控制模塊，結(jié)合變換器輸出側(cè)的電壓、電流檢測電路，對變換器的工作狀態(tài)進(jìn)行實時反饋，采樣信號輸入至DSP，經(jīng)過程序計算，進(jìn)行控制策略的決斷和輸出調(diào)整。

圖9 給出了變換器的控制流程，為了實現(xiàn)各控制功能的有序執(zhí)行，在DSP 的定時器中斷中完成控制子程序的運行。初始化程序為兩相變換器交錯并聯(lián)運行，采用變頻控制維持電壓穩(wěn)定。當(dāng)定時器中斷到來，首先對變換器的輸出電壓、電流進(jìn)行檢測，當(dāng)負(fù)載電流小于相屏蔽控制的切相電流時，進(jìn)行相屏蔽控制，僅投入一相變換器運行。同時根據(jù)采集的輸出電壓，對輸出電壓進(jìn)行PID 閉環(huán)控制，得到當(dāng)前的變換器輸出頻率，再將得到的輸出頻率與變換器的諧振頻率進(jìn)行比較。如果輸出頻率大于諧振頻率，變換器切換為移相控制，通過調(diào)整變換器兩橋臂間的移相角，維持輸出電壓穩(wěn)定；否則變換器仍然采用變頻控制，直到下一個中斷周期到來，如此循環(huán)。

圖9 控制流程Fig.9 Flow chart of control

4 實驗分析

為驗證所提控制方法的正確性和有效性，制作了一臺輸出功率1 000 W、電壓48 V/400 V 的實驗樣機(jī)，如圖10 所示。樣機(jī)系統(tǒng)的主要指標(biāo)和參數(shù)如表1 所示。

表1 主要實驗參數(shù)Tab.1 Principal experimental parameters

圖10 樣機(jī)實驗系統(tǒng)Fig.10 Experimental system of prototype

圖11 和圖12 分別給出了變換器在正向升壓和反向降壓模式下的滿載實驗波形，此時兩相變換器交錯180°運行，通過變頻控制調(diào)整輸出電壓?？梢钥闯觯谡?、反向工作模式下，變換器都能實現(xiàn)原邊開關(guān)管的ZVS 工作，兩相諧振電流波形基本一致，兩相變換器具有良好的均流效果。

圖11 正向滿載實驗波形（變頻控制）Fig.11 Waveforms in forward experiment at full load（under variable frequency control）

圖12 反向滿載實驗波形（變頻控制）Fig.12 Waveforms in reverse experiment at full load（under variable frequency control）

通過實驗測試，在升壓和降壓模式下，當(dāng)負(fù)載電流分別減小到0.4 A（16%滿載）和3 A（14%滿載）左右時，變換器在DSP 控制下由變頻控制自動切換為定頻移相控制模式，在該控制模式下，分別得到正、反向工作的深度輕載（5%滿載）實驗波形，如圖13 和圖14 所示，通過開關(guān)管的ZVS 波形可以看出，在深度輕載工作時采用定頻移相控制仍然可以實現(xiàn)開關(guān)管的ZVS，且變換器諧振槽端口電壓VAB波形和諧振電感電流波形良好，變換器工作正常。

圖13 正向輕載（5%滿載）實驗波形（移相控制）Fig.13 Waveforms in forward experiment at 5% full load（under phase shift control）

圖14 反向輕載（5%滿載）實驗波形（移相控制）Fig.14 Waveforms in reverse experiment at 5% full load（under phase shift control）

根據(jù)實驗數(shù)據(jù)，分別繪制出變換器在升壓、降壓模式下的工作效率對比曲線，如圖15 所示。在正向升壓模式下，采用新型控制方法的變換器最高效率達(dá)到94%，比傳統(tǒng)控制方法的最高效率提升約1%，在整個輕載工作范圍內(nèi)，變換器效率均有明顯提升；負(fù)載電流為0.1 A（5%滿載）時，效率提升約7.2%。在降壓模式下，采用新型控制方法的變換器最高效率為92.4%，比傳統(tǒng)控制方法的最高效率提升約0.8%；負(fù)載電流為1 A（5%滿載）時，效率提升約9.7%，輕載效率提升明顯。綜上可得，采用新型的控制方法，可以明顯提高變換器的輕載工作效率，并拓寬變換器的高效率運行區(qū)間。

圖15 效率對比曲線Fig.15 Curves of efficiency comparison

通過實驗測試，采用所提控制方法的變換器在正、反向工作模式下的開關(guān)頻率均在79～100 kHz 之間，有效縮短了變換器的工作頻率區(qū)間，有利于磁性元件的設(shè)計。

5 結(jié)語

本文針對傳統(tǒng)交錯并聯(lián)LLC 諧振變換器輕載效率低的問題，以交錯并聯(lián)磁集成雙向LLC 諧振變換器為研究對象，提出了一種移相+變頻+相屏蔽控制的新型控制策略，并以數(shù)字信號處理器DSP為控制核心，給出了具體的控制策略實現(xiàn)方法。最后，制作出了實驗樣機(jī)，通過實驗表明，該控制方法維持了傳統(tǒng)LLC 諧振變換器的自然軟開關(guān)特性；拓寬了變換器在全負(fù)載范圍內(nèi)的高效率運行區(qū)間，尤其提升了變換器的輕載效率；縮短了變換器的開關(guān)頻率范圍，有利于磁性元件的設(shè)計。