檀曉萌, 羅瑞丹, 徐 穎, 蘇 中, 袁 超

(1.北京信息科技大學自動化學院高動態(tài)導(dǎo)航技術(shù)北京市重點實驗室，北京 100101；2.中國科學院空天信息創(chuàng)新研究院，北京 100094)

0 引言

隨著衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)(Global Navigation Satelli-te System，GNSS)的現(xiàn)代化升級與組網(wǎng)完善，星載自主導(dǎo)航接收機作為空間航天器必備載荷，能夠為航天器提供高精度、高可用、實時連續(xù)的定軌、測姿、授時等信息，極大地提高了航天器運行自主性，對于保障航天任務(wù)具有十分重要的意義。

低軌(Low Earth Orbit，LEO)衛(wèi)星因其特有的平臺優(yōu)勢，成為支撐大氣探測、海洋測高、重力場模型精化等科學探測任務(wù)的重要平臺，對應(yīng)LEO星載導(dǎo)航接收機研制也成為未來導(dǎo)航研究與低軌定軌的重要研究方向。同時，LEO衛(wèi)星因其軌道和任務(wù)特性，使得其建設(shè)向著平臺體積集約化、星座規(guī)模巨型化、功能任務(wù)復(fù)合化、業(yè)務(wù)服務(wù)精細化等方向發(fā)展，這也要求LEO星載接收機在低功耗、高精度等方面具備明顯的性能優(yōu)勢。

但是LEO衛(wèi)星運行速度可達每秒數(shù)千米，為星載接收機引入大多普勒頻移與頻繁快速換星等設(shè)計難題。特別地，對接收機載波跟蹤環(huán)路提出了較高的動態(tài)適應(yīng)性和跟蹤精度要求，同時基于星上資源和實現(xiàn)復(fù)雜度考慮，載波跟蹤環(huán)路設(shè)計也不宜過度復(fù)雜。

目前，國內(nèi)外針對LEO星載接收機跟蹤環(huán)路的設(shè)計算法，從原理上可以分為三大類：1)基于經(jīng)典環(huán)路輔助/組合的載波環(huán)，如鎖頻環(huán)(Frequency-Locked Loop，F(xiàn)LL)輔助鎖相環(huán)(Phase-Locked Loop，PLL)。FLL輔助PLL結(jié)構(gòu)中通過FLL和PLL之間的切換，用FLL進行大頻偏的輔助捕捉，PLL進行精確跟蹤，其結(jié)構(gòu)較為簡單，但環(huán)路參數(shù)的確定比較困難，在星載環(huán)境下，切換機制導(dǎo)致的環(huán)路穩(wěn)定性下降更為明顯。2)基于慣導(dǎo)輔助的載波環(huán)，通過速率輔助去掉大部分動態(tài)，實現(xiàn)高精度跟蹤，但慣導(dǎo)系統(tǒng)造價高昂、結(jié)構(gòu)復(fù)雜，導(dǎo)致其在星載環(huán)境下應(yīng)用受限。3)基于參數(shù)估計理論的載波環(huán)，如最大似然估計載波環(huán)、卡爾曼濾波/擴展卡爾曼濾波/無跡卡爾曼濾波載波環(huán)、粒子濾波/無跡粒子濾波載波環(huán)等。這類算法將信號過程看作系統(tǒng)輸入白噪聲的過程，自適應(yīng)地調(diào)整環(huán)路參數(shù)，但只適應(yīng)于特定的系統(tǒng)，算法魯棒性較差，且運算量較高，不易于在資源受限的星載接收機上進行工程實現(xiàn)。

針對低軌星載接收機引入大多普勒頻移問題及頻繁快速換星需求，傳統(tǒng)載波跟蹤算法(鎖相環(huán))無法兼顧跟蹤精度與收斂速度，因此，本文提出了一種基于參數(shù)控制的載波跟蹤環(huán)路(Parameter Control Factor Phase-Locked Loop，PCF-PLL)。該環(huán)路將環(huán)路濾波器分為牽引濾波器和跟蹤濾波器兩種狀態(tài)，通過參數(shù)控制因子實現(xiàn)兩濾波器的協(xié)同配合，有效地解決了大多普勒頻移問題，實現(xiàn)了環(huán)路快速入鎖，提高了環(huán)路跟蹤精度和魯棒性；同時將更多的多普勒頻移引入載波跟蹤環(huán)處理，可降低捕獲環(huán)節(jié)的計算量和復(fù)雜度，提高星載接收機整體的工作效率，環(huán)路設(shè)計簡單，有利于硬件實現(xiàn)。

1 GNSS-LEO信號多普勒特性分析

GNSS-LEO信號為基于LEO星載平臺觀測接收到的GNSS信號，其信號多普勒頻移是由GNSS衛(wèi)星與LEO衛(wèi)星之間的相對運動引起的，LEO衛(wèi)星速度、GNSS衛(wèi)星速度在GNSS-LEO直線距離上的投影之和直接影響信號多普勒頻移大小，LEO衛(wèi)星與GNSS衛(wèi)星的位置如圖1所示。

圖1 LEO與GNSS衛(wèi)星相對位置示意圖Fig.1 The relative position of LEO and GNSS

多普勒頻移可表示為

(1)

式中

(2)

(3)

(4)

(5)

式中：為GNSS-LEO信號多普勒頻移；為GNSS-LEO信號載波頻率；為光速；、為GNSS、LEO衛(wèi)星的位置；、為GNSS、LEO衛(wèi)星的速度；、為LEO、GNSS的軌道半徑；、為LEO、GNSS的角速度；為GNSS軌道與LEO軌道之間的傾角；為LEO衛(wèi)星位置與軸夾角；為GNSS衛(wèi)星位置與軸夾角。

由上述公式可知，GNSS-LEO信號多普勒特性與衛(wèi)星的位置、速度等運動狀態(tài)密切相關(guān)，兩衛(wèi)星速度在兩者直線距離方向上的投影和越大，多普勒頻移越大。衛(wèi)星的運動狀態(tài)直接與其軌道高度有關(guān)，目前低軌衛(wèi)星的軌道高度一般為120～2000km，故本文選取LEO軌道高度為500km，基于STK進行仿真，得到GNSS-LEO信號多普勒頻移及其相關(guān)特性如表1所示。

表1 GNSS-LEO信號的多普勒頻移參數(shù)

由表1可得，GNSS-LEO信號載波多普勒頻移最大值為45kHz左右，多普勒頻移變化率最大值不超過70Hz/s，多普勒加速率范圍為[0Hz/s～0.2Hz/s]。所有GNSS-LEO信號數(shù)據(jù)的最大多普勒頻移對應(yīng)的高度角都較低，在0°左右，即最大多普勒頻移發(fā)生在GNSS-LEO之間剛可見或即將不見的時刻；而最大多普勒頻移變化率對應(yīng)的高度角多數(shù)偏高，主要是因為最大多普勒頻移變化率發(fā)生在GNSS衛(wèi)星過頂LEO衛(wèi)星時刻。

選取LEO-GPS01信號最大多普勒頻移最大的一組數(shù)據(jù)作為接收機載波跟蹤環(huán)路的輸入信號，其載波多普勒、多普勒頻移變化率及多普勒加速率如圖2所示,載波多普勒、多普勒頻移變化率與GPS高度角如圖3所示。

由圖2可得，LEO-GPS01信號載波多普勒頻移可達40kHz，載波多普勒變化率最大不超過60Hz/s，載波多普勒加速率范圍為[0Hz/s～0.15Hz/s]，基本可視為0。由圖3可得，LEO-GPS01信號最大多普勒頻移發(fā)生時，對應(yīng)GPS高度角在-5°～-10°之間；而最大多普勒頻移變化率對應(yīng)的GPS高度角為45°左右。

圖2 LEO-GPS01載波多普勒信息圖Fig.2 Carrier Doppler of LEO-GPS01 signal

圖3 LEO-GPS01載波多普勒信息與高度角Fig.3 Carrier Doppler and GPS altitude angle of LEO-GPS01 signal

由表1可知，低軌星載接收機的高動態(tài)環(huán)境主要表現(xiàn)為大的多普勒頻移、不高的多普勒頻移變化率和可忽略不計的多普勒加速率。同時，GNSS-LEO可見持續(xù)時間較短，平均為47min左右，且為保證精細觀測，需要頻繁換星，這對星上接收機的處理速度及跟蹤精度要求更高。

2 PCF-PLL

針對在GNSS-LEO信號跟蹤中引入大多普勒頻移導(dǎo)致入鎖慢、接收機處理難度及復(fù)雜度較大的問題，本文提出了一種PCF-PLL。該環(huán)路將環(huán)路濾波器狀態(tài)分為牽引和跟蹤兩階段，引入?yún)?shù)控制因子調(diào)整濾波器狀態(tài)，從而達到快速入鎖、精確穩(wěn)定跟蹤且不增加環(huán)路復(fù)雜度的目的。

2.1 PCF-PLL算法原理

為使接收機在動態(tài)環(huán)境下具有較高的魯棒性，最有效的方法之一就是增加環(huán)路帶寬。PCF-PLL算法基于此，將環(huán)路濾波器分為兩種狀態(tài)：1)牽引濾波器，主要實現(xiàn)牽引信號快速入鎖的功能；2)跟蹤濾波器，主要實現(xiàn)精確跟蹤信號的功能。為降低環(huán)路參數(shù)設(shè)計復(fù)雜度，通過參數(shù)控制因子實現(xiàn)牽引濾波器和跟蹤濾波器的協(xié)同工作，簡單易行地完成接收機高動態(tài)穩(wěn)定跟蹤。PCF-PLL算法原理如圖4所示，圖4(a)為PCF-PLL環(huán)路框圖，圖4(b)為PCF-PLL牽引濾波器框圖，圖4(c)為PCF-PLL跟蹤濾波器框圖。

如圖4(a)所示，PCF-PLL的傳遞函數(shù)表達式為

(a) PCF-PLL環(huán)路框圖

(6)

式中：()為環(huán)路濾波器傳遞函數(shù)；為環(huán)路增益，表達式為

=

(7)

式中：、分別為鑒相器和數(shù)控振蕩器的增益。

從而可得PCF-PLL的誤差傳遞函數(shù)表達式為

(8)

如圖4(b)所示，PCF-PLL牽引濾波器的傳遞函數(shù)可表述為

(9)

式中：為阻尼系數(shù)；為參數(shù)控制因子；′為牽引階段環(huán)路的特征頻率。

將式(9)代入式(6)和式(8)可得PCF-PLL牽引階段傳遞函數(shù)及誤差傳遞函數(shù)為

(10)

(11)

同理，如圖4(c)所示，PCF-PLL跟蹤濾波器的傳遞函數(shù)、跟蹤階段傳遞函數(shù)及誤差傳遞函數(shù)分別為

(12)

(13)

(14)

為簡化PCF-PLL分析，對兩階段的傳遞函數(shù)和誤差函數(shù)進行規(guī)范化，引入一個參數(shù)控制因子，其表達式為

′=

(15)

由式(15)可得，參數(shù)控制因子可建立牽引濾波器和跟蹤濾波器之間的關(guān)系，使2個獨立的濾波器參數(shù)實現(xiàn)協(xié)同調(diào)整，降低環(huán)路復(fù)雜度。當參數(shù)控制因子≤1時，誤差傳遞函數(shù)值減小，環(huán)路濾波器即跟蹤濾波器,對應(yīng)環(huán)路跟蹤階段；反之，為牽引濾波器，對應(yīng)環(huán)路牽引階段。

則PCF-PLL環(huán)路傳遞函數(shù)及誤差傳遞函數(shù)為

(16)

(17)

根據(jù)式(13)可推導(dǎo)PCF-PLL環(huán)路帶寬公式為

(18)

由式(18)可知，環(huán)路帶寬與參數(shù)控制因子成正比。故可通過調(diào)整參數(shù)控制因子，調(diào)整接收機靈敏度及測距精度。

為保證環(huán)路整體計算量較小，本文采用計算量更小的鑒相器，其表達式為

()=

(19)

式中：()和()分別為時刻同相支路和正交支路的相關(guān)輸出結(jié)果；sign(·)為符號函數(shù)。

由圖4(a)可得，鑒相器與環(huán)路濾波器之間存在一個切換點，用來切換環(huán)路濾波器的狀態(tài)，從而控制整個環(huán)路的狀態(tài)。當接收機首次啟動或出現(xiàn)GPS信號丟失、失鎖時，載波跟蹤環(huán)路首先進入PCF-PLL牽引階段，通過牽引濾波器的牽引作用快速縮小信號頻差范圍，實現(xiàn)快速入鎖、持續(xù)穩(wěn)定跟蹤；當信號頻差范圍縮小至PLL可跟蹤時，環(huán)路濾波器切換為跟蹤濾波器，實現(xiàn)精確跟蹤。

通過上述分析可得，PCF-PLL引入的參數(shù)控制因子不僅實現(xiàn)了牽引濾波器與跟蹤濾波器的協(xié)同配合，且與環(huán)路帶寬直接相關(guān)，可通過調(diào)整接收機靈敏度及跟蹤精度，提高PCF-PLL在高動態(tài)環(huán)境下的魯棒性。此外，PCF-PLL還采用了計算量更小的鑒相器，使得整個環(huán)路的計算量及復(fù)雜度與PLL相當。

2.2 PCF-PLL性能推導(dǎo)

本文基于PCF-PLL算法原理，推導(dǎo)了參數(shù)控制因子與環(huán)路的收斂速度及跟蹤誤差之間的表達式，給PCF-PLL參數(shù)優(yōu)化提供了理論依據(jù)。

2.2.1 PCF-PLL收斂速度

接收機的收斂速度一般定義為環(huán)路起始的誤差響應(yīng)幅值衰減至其1/4所需的時間，用收斂時間來表示。通過推導(dǎo)環(huán)路誤差響應(yīng)幅值公式，可得收斂時間的表達式。

環(huán)路誤差響應(yīng)幅值與輸入信號的類型有關(guān)。當輸入信號()包含相位階躍信號、頻率階躍信號及頻率斜升信號時，如下

(20)

式中：為頻率斜升值；為頻率階躍值；為相位階躍值；()為單位階躍序列。

此時，PCF-PLL誤差響應(yīng)()為

(21)

可得收斂時間的表達式為

(22)

由式(22)可得，環(huán)路的收斂時間與參數(shù)控制因子成反比。通過增大參數(shù)控制因子，可達到縮短收斂時間、提高收斂速度的目的。

2.2.2 PCF-PLL跟蹤誤差

由PLL的跟蹤誤差公式可推導(dǎo)得出PCF-PLL的3跟蹤誤差表達式為

3=3+

(23)

式中，為輸入信號的載噪比；為相干積分時間；為載波L1的波長；為衛(wèi)星和接收機的連線距離。

由式(23)可得，環(huán)路跟蹤誤差主要跟環(huán)路的熱噪聲誤差有關(guān)。通過控制參數(shù)控制因子可有效地控制環(huán)路跟蹤誤差，減小參數(shù)控制因子，環(huán)路跟蹤誤差隨之降低。

由上述分析可得，當參數(shù)控制因子>1時，PCF-PLL的跟蹤誤差及收斂速度都優(yōu)于PLL；參數(shù)控制因子與環(huán)路收斂速度正相關(guān)，與環(huán)路跟蹤誤差正相關(guān)。環(huán)路最優(yōu)參數(shù)控制因子的選擇應(yīng)滿足保證跟蹤精度的前提下，使收斂速度盡可能快。下面將詳細分析參數(shù)控制因子最優(yōu)值的選擇。

2.3 PCF-PLL參數(shù)控制因子κ最優(yōu)值的選擇

環(huán)路跟蹤誤差為環(huán)路性能評估的首要指標，故在選擇參數(shù)控制因子時，首先考慮其約束作用。為選擇一個合適的參數(shù)控制因子，將分析不同載噪比下，參數(shù)控制因子與環(huán)路跟蹤誤差的關(guān)系。

參數(shù)控制因子的選擇首先要滿足環(huán)路跟蹤誤差小于跟蹤門限，對環(huán)路跟蹤門限的保守估計為環(huán)路3跟蹤誤差小于其1/4鑒相牽入范圍(90°)，即

3<225°

(24)

不同載噪比及動態(tài)多普勒下，環(huán)路誤差特性曲線如圖5所示。

圖5 不同載噪比C/N0及動態(tài)多普勒下誤差特性曲線Fig.5 Error characteristics under different carrier-to-noise C/N0 and dynamic Doppler

由圖5可得，載噪比與參數(shù)控制因子范圍對應(yīng)關(guān)系如表2所示。

表2 載噪比與參數(shù)控制因子

由圖5和表2可得，隨著載噪比的降低，環(huán)路參數(shù)控制因子的范圍越來越小。當信號載噪比降至35dBHz時，參數(shù)控制因子已不能優(yōu)化環(huán)路性能。

由以上分析可得，參數(shù)控制因子的增大，雖會造成跟蹤誤差的增大，但可以很好地消除高動態(tài)引起的誤差以及縮短跟蹤高動態(tài)信號時環(huán)路收斂的時間。故而當高動態(tài)應(yīng)力較小時，參數(shù)控制因子值應(yīng)盡可能??；反之，當高動態(tài)應(yīng)力較大時，參數(shù)控制因子值應(yīng)盡可能大。

3 仿真校驗

本節(jié)將仿真驗證PCF-PLL對GNSS-LEO信號跟蹤的有效性，并從環(huán)路跟蹤誤差和環(huán)路收斂時間兩方面評估PCF-PLL性能，同時驗證理論推導(dǎo)的PCF-PLL參數(shù)控制因子最優(yōu)取值區(qū)間。環(huán)路基本仿真參數(shù)如表3所示。

表3 PCF-PLL仿真參數(shù)

3.1 PCF-PLL有效性驗證

通過對PCF-PLL整個可見周期及前1500ms跟蹤誤差的仿真實驗，評估PCF-PLL的有效性。為此，設(shè)置了2組實驗：1)選取LEO-GPS01的一次可見周期進行仿真分析，評估其跟蹤穩(wěn)定性和魯棒性，其輸入信號存在動態(tài)多普勒信息，最大多普勒頻移可達40kHz，載波多普勒變化率最大不超過60Hz/s，載波多普勒加速率范圍為[0Hz/s～0.15Hz/s]；2)取第一組實驗前1500ms數(shù)據(jù)，在不同環(huán)路帶寬(25Hz/15Hz)下進行仿真分析，評估其跟蹤收斂時間和跟蹤精度，其輸入信號動態(tài)特性同1)。實驗1)的載波頻率跟蹤誤差曲線如圖6所示。

圖6 PCF-PLL頻率跟蹤誤差Fig.6 Tracking error of PCF-PLL frequency

由圖6可得，PCF-PLL在整個可見周期內(nèi)，能夠穩(wěn)定跟蹤含動態(tài)多普勒信息的GNSS-LEO信號，證明了PCF-PLL的跟蹤穩(wěn)定性；且從跟蹤結(jié)果來看，由參數(shù)控制因子決定的環(huán)路狀態(tài)切換機制并未引起跟蹤上的較大波動，證明了PCF-PLL的魯棒性。綜合來看，PCF-PLL可實現(xiàn)大多普勒頻移跟蹤、快速入鎖，跟蹤精度較好。

整個可見周期前1500ms內(nèi)，PCF-PLL跟蹤階段環(huán)路帶寬和PLL環(huán)路帶寬均為25Hz，參數(shù)控制因子為1.8時，PCF-PLL與PLL跟蹤結(jié)果如圖7所示。

圖7 PCF-PLL與PLL跟蹤相位差Fig.7 Tracking phase error between PCF-PLL and PLL

從圖7中可以看出，當PCF-PLL跟蹤階段環(huán)路帶寬和PLL環(huán)路帶寬均為25Hz時，PLL雖然也能在1500ms內(nèi)跟蹤上輸入信號，但其入鎖時間過長，超過500ms，影響了接收機的即時性；而PCF-PLL能極大地縮短入鎖時間，降至110ms以內(nèi)，且跟蹤精度不亞于二階鎖相環(huán)。

整個可見周期前1500ms內(nèi)，PCF-PLL跟蹤階段環(huán)路帶寬和PLL環(huán)路帶寬均為15Hz，參數(shù)控制因子為1.8時，PCF-PLL與PLL前1500ms跟蹤結(jié)果如圖8所示。

圖8 PCF-PLL與PLL跟蹤相位差Fig.8 Tracking phase error between PCF-PLL and PLL

從圖8中可以看出，當PCF-PLL跟蹤階段環(huán)路帶寬和PLL環(huán)路帶寬均為15Hz時，PLL不能在1500ms內(nèi)跟蹤上輸入信號，入鎖困難；而PCF-PLL能實現(xiàn)1500ms內(nèi)入鎖，且跟蹤誤差小。

GNSS-LEO可見時間短，可見次數(shù)多，故星載接收機在捕獲、跟蹤中需要頻繁換星，且信號伴隨動態(tài)多普勒頻移，其對即時、穩(wěn)定跟蹤要求更高。而PLL在這種狀況下，存在入鎖困難、失鎖后重新入鎖的時間較長等問題，顯然是無法滿足要求的。PCF-PLL則通過一個簡單的切換機制及時調(diào)整環(huán)路狀態(tài)，很好地解決了這個問題。

3.2 PCF-PLL參數(shù)優(yōu)化仿真分析

通過對不同信噪比下環(huán)路收斂時間進行仿真分析，進一步驗證了PCF-PLL參數(shù)控制因子優(yōu)化策略，并對其進行了修正。由前面的理論分析可知，參數(shù)控制因子與信號動態(tài)性能和跟蹤誤差要求有關(guān)。通過對不同參數(shù)控制因子的仿真分析，驗證了理論部分對參數(shù)控制因子的優(yōu)化策略的有效性。設(shè)置PCF-PLL跟蹤階段環(huán)路帶寬和PLL環(huán)路帶寬均為25Hz，參數(shù)控制因子與牽引階段環(huán)路帶寬的對應(yīng)關(guān)系，如表4所示。

表4 參數(shù)控制因子κ與環(huán)路帶寬

根據(jù)表4數(shù)據(jù)，仿真得到PCF-PLL不同參數(shù)控制因子下的跟蹤誤差曲線，如圖9所示。

圖9 PCF-PLL不同參數(shù)控制因子κ下跟蹤相位誤差Fig.9 Tracking phase error under different PCF-PLL parameters

從圖9中可以看出，在參數(shù)控制因子理論最優(yōu)范圍[1, 2.6]內(nèi)，隨著參數(shù)控制因子的增大，環(huán)路收斂時間加快100～200ms，可實現(xiàn)快速入鎖，且跟蹤誤差均較小;但參數(shù)控制因子越大，環(huán)路帶寬越大，牽引階段環(huán)路引入的噪聲越多，牽引階段的信噪比SNR下降越嚴重?？梢?，參數(shù)控制因子的選擇要權(quán)衡收斂速度和信噪比SNR。

為保證信號質(zhì)量，優(yōu)化環(huán)路性能，加入收斂時間作為約束條件，進一步優(yōu)化參數(shù)控制因子的最優(yōu)范圍。仿真得到不同參數(shù)控制因子下PCF-PLL收斂時間與參數(shù)控制因子的特性曲線，如圖10所示。

圖10 參數(shù)控制因子κ與收斂時間trFig.10 PCF κ and convergence time tr

由圖10可得，隨著參數(shù)控制因子的增大，收斂時間總體呈下降趨勢，但存在一定起伏波動，可分為6個階段，依次為圖10中標示的A、B、C、D、E、F。各階段參數(shù)控制因子對應(yīng)的牽引階段環(huán)路帶寬及收斂時間如表5所示。

表5 各階段參數(shù)表

由圖10和表5可得，參數(shù)控制因子在收斂速度和信噪比的權(quán)衡中存在一個最優(yōu)階段，即E階段，此時收斂速度最快，信噪比為0.8dB左右，且滿足跟蹤門限的要求。此后，增大參數(shù)控制因子對于縮小環(huán)路收斂時間的控制效果已不顯著。

由上述分析可知，在低軌星載的高動態(tài)環(huán)境下，PCF-PLL環(huán)路帶寬為25Hz、相干積分時間為1ms時，參數(shù)控制因子的最優(yōu)范圍為[1.82, 2.02]，可跟蹤信號最低至35dBHz;而三階鎖相環(huán)環(huán)路帶寬為18Hz、相干積分時間為1ms時，環(huán)路最低跟蹤信號約為35dBHz，與PCF-PLL相當。綜上所述，采用PCF-PLL可提高PLL的動態(tài)適應(yīng)能力，其入鎖時間可縮短78%，環(huán)路收斂速度更快，在保證跟蹤精度的同時，提高了環(huán)路對于低信噪比跟蹤信號的跟蹤能力，且環(huán)路階數(shù)低，有利于硬件實現(xiàn)。

4 結(jié)論

本文首先分析了GNSS-LEO信號特性，并在動態(tài)環(huán)境下，針對低軌星載接收機存在的大多普勒頻移問題及頻繁快速換星的實時性要求，提出了一種基于參數(shù)控制的載波跟蹤算法，理論分析及仿真結(jié)果表明：

1)該算法可實現(xiàn)低軌星載狀態(tài)的動態(tài)多普勒GNSS-LEO信號整個可見周期的跟蹤，期間無失鎖現(xiàn)象。

2)該算法基于動態(tài)多普勒狀態(tài)，通過調(diào)整參數(shù)控制因子控制環(huán)路濾波器狀態(tài)，可實現(xiàn)動態(tài)多普勒環(huán)境下的快速入鎖，持續(xù)穩(wěn)定跟蹤。

3)結(jié)合信號載噪比、收斂時間和收斂誤差等條件，從理論上推導(dǎo)了參數(shù)控制因子的最優(yōu)范圍，仿真結(jié)果驗證了其正確性。

4)該算法簡單易行地解決了低軌衛(wèi)星運行環(huán)境下GNSS-LEO信號的多普勒問題，同時滿足實時穩(wěn)定性要求，有利于硬件實現(xiàn)。