李蕾,張舜,季紅妍,南敬昌

(遼寧工程技術(shù)大學(xué) 電子與信息工程學(xué)院,遼寧 葫蘆島 125105)

隨著現(xiàn)代無(wú)線通信技術(shù)和系統(tǒng)的快速發(fā)展,在有限的空間內(nèi),各種無(wú)線信號(hào)的夾雜使得電磁環(huán)境愈加復(fù)雜。線極化天線之間極化匹配更加困難,同時(shí)多徑反射問(wèn)題更加嚴(yán)重,已經(jīng)不能滿足各類通信場(chǎng)景的應(yīng)用需求。圓極化天線[1-3]可以很好地解決天線之間的極化失配和多徑反射等問(wèn)題,一直以來(lái)受到廣泛關(guān)注。并且現(xiàn)代通信對(duì)系統(tǒng)的通信容量和便攜化程度提出越來(lái)越高的要求,需要天線具有小型化[4]以及工作在兩個(gè)甚至多個(gè)頻段[5-7]的特點(diǎn)。為滿足系統(tǒng)對(duì)不同通信模式的兼容,提高系統(tǒng)的通信容量,可以通過(guò)多個(gè)單頻圓極化天線[8-11]覆蓋每個(gè)工作頻段,但會(huì)使無(wú)線系統(tǒng)尺寸增大,成本增高;也可以通過(guò)寬帶圓極化天線滿足無(wú)線設(shè)備多頻需求,但寬帶圓極化天線在工作過(guò)程中易受到其他無(wú)線通信系統(tǒng)的干擾。雙頻天線的兩個(gè)頻段之間相互獨(dú)立,干擾小,同時(shí)可以抑制其他無(wú)線通信系統(tǒng)的干擾,若將單個(gè)雙頻圓極化天線應(yīng)用于無(wú)線通信系統(tǒng),可大大降低系統(tǒng)的復(fù)雜性和成本,并減小系統(tǒng)尺寸。因而,設(shè)計(jì)一個(gè)小型化、雙頻圓極化天線很有必要。

目前,微帶天線實(shí)現(xiàn)圓極化的方式主要有利用饋電網(wǎng)絡(luò)正交饋電[12-13]、運(yùn)用自相移互補(bǔ)微帶結(jié)構(gòu)[14]、非中心饋電[15]、刻蝕縫隙、加載微擾枝節(jié)[15-17]及利用單極子結(jié)構(gòu)[18]等。Liu 和Zhang 等[12-13]提出了兩款雙頻圓極化天線,通過(guò)寬帶饋電網(wǎng)絡(luò)正交饋電激勵(lì)起兩個(gè)幅度相等且極化正交的模式,實(shí)現(xiàn)雙頻圓極化性能,但其饋電網(wǎng)絡(luò)的饋線對(duì)幾何參數(shù)非常敏感,不僅增加了設(shè)計(jì)的復(fù)雜性,而且增加了天線的整體設(shè)計(jì)尺寸和剖面高度。為了避免使用復(fù)雜的饋電網(wǎng)絡(luò)或功分器,Lai 等[14]提出了一款偶極子雙頻圓極化天線,采用兩對(duì)交叉偶極子實(shí)現(xiàn)雙頻輻射,利用同心環(huán)延遲線饋電并將兩對(duì)交叉偶極子沿45°排列,產(chǎn)生相位相差90°、方向正交的兩種模式,實(shí)現(xiàn)雙頻圓極化輻射,但其尺寸仍較大,且低頻軸比帶寬較窄僅為5.9%。Altaf等[15]采用非中心饋電實(shí)現(xiàn)了雙頻圓極化天線設(shè)計(jì),通過(guò)在橢圓形輻射貼片上刻蝕一圓形縫隙并對(duì)橢圓左下部分切角,形成倒C 形輻射貼片,利用傾斜微帶線饋電,實(shí)現(xiàn)雙頻圓極化。通過(guò)刻蝕縫隙和增加微擾枝節(jié)改變天線的形狀來(lái)產(chǎn)生兩個(gè)幅度相等且相位差90°的簡(jiǎn)并模,實(shí)現(xiàn)雙頻圓極化輻射特性的方法也被廣泛應(yīng)用[15-17]。Wang 等[16]通過(guò)在接地板上刻蝕兩個(gè)L 形縫隙和一個(gè)T 形縫隙產(chǎn)生幅度相等且極化正交的兩個(gè)簡(jiǎn)并模,實(shí)現(xiàn)雙頻圓極化,其低頻軸比帶寬較窄僅為4.14%。河南師范大學(xué)的學(xué)者[17]則通過(guò)在兩個(gè)同心環(huán)形縫隙處對(duì)稱添加兩個(gè)T 形枝節(jié),起到加載電容的效果,實(shí)現(xiàn)雙頻圓極化,其低頻軸比帶寬較窄僅為3.6%。Saini 等[18]通過(guò)單極子的兩個(gè)正交分支電流實(shí)現(xiàn)低頻圓極化,低頻軸比帶寬達(dá)到27.45%,同時(shí),增加矩形接地短截線獲得高頻圓極化,但其天線尺寸較大。上述天線雖然利用各種技術(shù)實(shí)現(xiàn)了雙頻圓極化特性,但其尺寸較大且軸比帶寬較窄。

基于上述問(wèn)題,本文提出了一款具有小型化、寬軸比特性的雙頻圓極化天線。天線由刻蝕了臂長(zhǎng)不等的十字形縫隙的圓形輻射貼片和改進(jìn)的矩形接地板構(gòu)成。采用相對(duì)于饋線不對(duì)稱的接地板,且通過(guò)對(duì)接地板進(jìn)行切角處理,刻蝕兩個(gè)寬度不等的L 形縫隙,并加載兩個(gè)高度不等的矩形微擾枝節(jié),實(shí)現(xiàn)了雙頻圓極化輻射。天線尺寸為60 mm×60 mm×1.6 mm,具有小型化、易于集成的優(yōu)點(diǎn)。仿真測(cè)試結(jié)果表明天線阻抗帶寬和軸比帶寬完全覆蓋了UHF(840～960 MHz)和Wi-Fi 5.2 GHz(5.15～5.35 GHz)頻段,并具有良好的輻射特性。

1 天線的設(shè)計(jì)

1.1 天線結(jié)構(gòu)

如圖1 所示,該天線由三部分組成: 上層輻射貼片,下層地板和FR4 介質(zhì)基板(相對(duì)介電常數(shù)為4.4,損耗角正切為0.02),天線整體尺寸為60 mm×60 mm×1.6 mm。上層輻射貼片為圓形貼片,由50 Ω 的微帶線饋電,位于基板上表面距左側(cè)三分之一處,在輻射貼片的中心處刻蝕了一個(gè)不等臂長(zhǎng)的斜十字形縫隙。對(duì)矩形地板的兩個(gè)角對(duì)稱地進(jìn)行切角處理,并在矩形地板上刻蝕兩個(gè)寬度不等的L 形縫隙,加載兩個(gè)高度不等的矩形枝節(jié)。使用HFSS 電磁仿真軟件對(duì)天線進(jìn)行仿真優(yōu)化,優(yōu)化后的結(jié)構(gòu)參數(shù)如表1 所示。

表1 天線結(jié)構(gòu)參數(shù)列表Tab.1 Dimensions of the proposed antenna mm

圖1 天線結(jié)構(gòu)圖Fig.1 Geometry of the proposed antenna

1.2 天線設(shè)計(jì)原理

為更好地說(shuō)明縫隙和枝節(jié)在天線設(shè)計(jì)中起到的作用,天線設(shè)計(jì)過(guò)程示意圖如圖2 所示,通過(guò)仿真得到與其對(duì)應(yīng)的阻抗帶寬特性和軸比特性分別如圖3(a)和(b)所示。

圖2 中,天線1 為簡(jiǎn)單的微帶線饋電單極子貼片天線,由微帶線、輻射貼片和矩形接地板構(gòu)成,利用相對(duì)于饋線不對(duì)稱的接地板和圓形輻射貼片結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)了1.18～2.26 GHz,3.42～6.35 GHz 的雙頻段輻射,饋線兩邊不對(duì)稱地板,避免了地板處水平電流相互抵消,實(shí)現(xiàn)了5.15～5.97 GHz 頻段圓極化輻射,且覆蓋了Wi-Fi 頻段,如圖3(a)和(b)所示。為了使天線的低頻段能夠應(yīng)用于UHF 頻段,且實(shí)現(xiàn)圓極化輻射,首先對(duì)矩形接地板進(jìn)行切角處理,并根據(jù)天線表面電流分布,盡量減少對(duì)關(guān)于饋線不對(duì)稱地板處表面電流的影響,在饋線兩邊對(duì)稱刻蝕兩個(gè)寬度不等的L 形縫隙,結(jié)構(gòu)如圖2 中天線2 所示。L 形縫隙和切角接地板增加了天線表面電流的路徑,使天線的低頻諧振頻率降低至1.3 GHz,帶寬為0.79～1.61 GHz。天線在1.3 GHz 處的表面電流分布如圖4 所示,從圖中可以看出L 形縫隙引入了水平方向的表面電流,通過(guò)調(diào)整L形縫隙長(zhǎng)度和寬度可以改變L 形縫隙處水平分支電流大小,使天線表面存在水平和垂直方向的電流,產(chǎn)生正交的兩種模式。通過(guò)調(diào)節(jié)兩個(gè)L 形縫隙的寬度改變正交的兩個(gè)電場(chǎng)分量的幅度大小,使其近似相等,實(shí)現(xiàn)低頻圓極化輻射,如圖3(b)所示,天線2 的圓極化軸比帶寬為1.02～1.25 GHz。然而,天線2 的軸比帶寬不能完全覆蓋UHF頻段,為了在UHF 頻段實(shí)現(xiàn)圓極化輻射,在接地板上加載兩個(gè)高度不等的矩形枝節(jié),結(jié)構(gòu)如圖2 中天線3 所示。從圖3(a)和(b)可以看出,矩形枝節(jié)的加載在低頻0.7 GHz 處引入一個(gè)新的諧振頻率,拓寬了天線3 的阻抗帶寬,同時(shí)拓寬了低頻軸比帶寬且使軸比帶寬整體向低頻偏移,完全覆蓋了UHF 頻段。然而,從圖3(b)中可以看出,該結(jié)構(gòu)在實(shí)現(xiàn)天線UHF 頻段圓極化輻射的同時(shí),增大了高頻軸比值,為解決該問(wèn)題,在圓形輻射貼片上刻蝕不等臂長(zhǎng)斜十字形縫隙,結(jié)構(gòu)如圖2 中天線4 所示。該結(jié)構(gòu)微擾天線輻射貼片表面電流,降低軸比值,如圖3 (a)和(b)所示,天線4 的仿真結(jié)果表明,天線4 的相對(duì)阻抗帶寬為76.8%(0.69～1.55 GHz)和29.2%(4.01～5.38 GHz),3 dB 軸比帶寬為120.6%(0.26～1.05 GHz)和6.8%(5.12～5.48 GHz),能夠?qū)崿F(xiàn)UHF 和Wi-Fi 的雙頻段圓極化輻射。

圖2 天線設(shè)計(jì)過(guò)程示意圖Fig.2 Evolution of the proposed antenna structure

圖3 不同天線的S11和AR 仿真值Fig.3 Simulated S11 and AR of different antenna

圖4 天線在1.3 GHz 處的表面電流分布Fig.4 Surface current distribution of the antenna at 1.3 GHz

1.3 天線參數(shù)優(yōu)化

由1.2 節(jié)天線設(shè)計(jì)原理部分可知,在設(shè)計(jì)過(guò)程中高頻處的天線特性基本滿足應(yīng)用需求,低頻處的天線特性主要由L 形縫隙實(shí)現(xiàn)。為了在低頻處獲得良好的阻抗匹配特性和圓極化輻射特性,在保持天線其他參數(shù)不變的情況下,對(duì)L 形縫隙長(zhǎng)度L2以及L 形縫隙寬度g3進(jìn)行仿真優(yōu)化。

圖1 中L 形縫隙長(zhǎng)度L2對(duì)天線阻抗帶寬特性的影響如圖5(a)所示。在高頻處,隨著L2的增加,諧振頻率減小、阻抗帶寬變窄,都滿足應(yīng)用需求。在低頻處,隨著L2的增加,諧振頻率減小,當(dāng)L 形縫隙長(zhǎng)度L2=18.5 mm 時(shí),天線在低頻0.9 GHz 處引入一個(gè)新的諧振點(diǎn),低頻阻抗帶寬拓寬至0.69～1.55 GHz。L 形縫隙長(zhǎng)度L2對(duì)天線軸比特性的影響如圖5(b)所示,隨著L2的增加,對(duì)高頻軸比影響并不明顯,低頻(1 GHz 以下)軸比值降低且軸比帶寬變寬。綜合考慮天線阻抗帶寬和軸比帶寬,最終選取參數(shù)L2=18.5 mm。

圖5 參數(shù)L2對(duì)天線的特性的影響Fig.5 Effect of parameter L2 on antenna characteristics

圖1 中L 形縫隙寬度g3對(duì)天線阻抗帶寬特性的影響如圖6(a)所示。從圖中可以看出,隨著g3的改變天線阻抗帶寬變化并不明顯,當(dāng)g3變化時(shí),主要改變了L 形縫隙水平和垂直方向的表面電流,影響低頻軸比值。如圖6(b)所示,當(dāng)g3分別取0.5,0.7 和1.1 mm時(shí),在低頻處,隨著g3的改變軸比帶寬和軸比中心諧振頻率都有較大變化。然而,在高頻處,隨著g3的增加,軸比中心諧振頻率變化較小。為使其滿足UHF 頻段應(yīng)用需求,最終取g3=1.1 mm。對(duì)參數(shù)g3仿真優(yōu)化的結(jié)果也很好地驗(yàn)證了在關(guān)于饋線不對(duì)稱地板結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上利用寬度不等的L 形縫隙實(shí)現(xiàn)低頻圓極化輻射特性設(shè)計(jì)的正確性。

圖6 參數(shù)g3對(duì)天線的特性的影響Fig.6 Effect of parameter g3 on antenna characteristics

1.4 圓極化天線的輻射模式與機(jī)理

天線在UHF 頻段和Wi-Fi(5.2 GHz)頻段的中心諧振頻率分別為0.9 GHz 和5.2 GHz。為理解圓極化天線的輻射模式與機(jī)理,在0.9 GHz 和5.2 GHz 處,天線在一個(gè)饋電周期內(nèi)的表面電流分布分別如圖7 和圖8 所示。由天線設(shè)計(jì)原理可知,相對(duì)于饋線不對(duì)稱的接地板和在其上刻蝕的L 形縫隙可以在0.9 GHz 和5.2 GHz 處分別產(chǎn)生幅度相等且極化正交的兩個(gè)簡(jiǎn)并模(TM10和TM01),使該天線具有雙頻圓極化輻射特性。從圖7 中可以看出天線在0.9 GHz 頻段處,0°饋電相位情況下,微帶線右側(cè)接地板和輻射貼片表面電流較弱且大部分相互抵消,表面電流主要集中在L 形縫隙處,其合成方向?yàn)樽笊戏?。?0°饋電相位情況下,微帶線右側(cè)接地板表面電流較弱且大部分相互抵消,輻射貼片表面電流合成方向?yàn)樽笙路?與左側(cè)L形縫隙和接地板的表面電流合成方向一致,則天線表面電流合成方向?yàn)樽笙路健Ｔ?80°,270°饋電相位情況下天線的表面電流和在0°,90°饋電相位情況下天線的表面電流大小相等,方向相反。因此,該天線在0.9 GHz 處沿+z方向可以實(shí)現(xiàn)右旋圓極化波輻射。

圖7 天線在0.9 GHz 處的表面電流分布Fig.7 Simulated surface current distributions of the proposed antenna at 0.9 GHz

同理,從圖8 中可以看出,天線在5.2 GHz 頻段處,0°饋電相位情況下,微帶線右側(cè)接地板和輻射貼片表面電流較弱且大部分相互抵消,表面電流主要集中在L 形縫隙及左側(cè)接地板處。左側(cè)L 形縫隙處表面電流較大,表面電流的合成方向?yàn)樗较蛴?在左側(cè)接地板上,電流密度集中的地方,電流方向垂直向下。因此,在0°饋電相位情況下,天線的表面電流合成方向?yàn)橛蚁路?。?0°饋電相位情況下,輻射貼片表面電流較弱且大部分相互抵消,電流主要集中在L 形縫隙和接地板處。L 形縫隙處電流大小近乎相等,方向相反,相互抵消。在左側(cè)接地板上存在垂直向上的表面電流,在右側(cè)接地板上存在水平向右的表面電流,因此,在90°饋電相位情況下,天線的表面電流合成方向?yàn)橛疑戏健Ｔ?80°,270°饋電相位情況下天線的表面電流和0°,90°饋電相位情況下天線的表面電流大小相等、方向相反。因此,該天線在5.2 GHz 處沿+z方向可以實(shí)現(xiàn)右旋圓極化波輻射。

圖8 天線在5.2 GHz 處的表面電流分布Fig.8 Simulated surface current distributions of the proposed antenna at 5.2 GHz

2 天線實(shí)物測(cè)量結(jié)果與分析

為了驗(yàn)證所設(shè)計(jì)天線的實(shí)用性,制作并測(cè)試了天線,天線實(shí)物如圖9 所示。

圖9 天線實(shí)物圖Fig.9 Prototype of the proposed antenna

利用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀測(cè)試了天線的回波損耗,圖10為實(shí)際測(cè)量得到的天線S11值與仿真結(jié)果的對(duì)比。從圖中可以看出,實(shí)測(cè)-10 dB 阻抗帶寬為62.6%(0.79～1.51 GHz),34.1%(3.84～5.42 GHz),低頻諧振點(diǎn)略向高頻偏移且阻抗帶寬略變窄,在高頻獲得了更加良好的匹配。圖11 為該天線軸比仿真與實(shí)測(cè)值,可以看出實(shí)測(cè)軸比帶寬為108.1%(0.34～1.14 GHz),7.2%(5.08～5.46 GHz),實(shí)測(cè)與仿真具有較好的吻合度。天線測(cè)試與仿真結(jié)果基本吻合,實(shí)際測(cè)量中存在一些偏差,其偏差是由SMA 接頭焊接、天線實(shí)際加工精度不夠以及介質(zhì)板材的不穩(wěn)定性等因素造成的。

圖10 天線S11仿真與測(cè)試結(jié)果Fig.10 Simulated and measured S11 of antenna

圖11 天線軸比仿真與測(cè)試結(jié)果Fig.11 Simulated and measured axial ratio of antenna

在0.9 和5.2 GHz 處,對(duì)天線的右旋和左旋圓極化方向圖進(jìn)行了仿真和測(cè)試,結(jié)果如圖12 所示。該結(jié)果表明雙頻圓極化天線具有良好的雙向輻射特性,實(shí)測(cè)與仿真結(jié)果吻合。從圖中可以看出天線最大輻射方向?yàn)閦軸方向,且+z軸方向天線輻射右手圓極化波(RHCP),-z軸方向天線輻射左手圓極化波(LHCP)。

圖12 0.9 和5.2 GHz 頻率處仿真和測(cè)試的右旋和左旋歸一化輻射方向圖Fig.12 Simulated and measured normalized RHCP and LHCP radiation patterns at 0.9 GHz and 5.2 GHz

將本文設(shè)計(jì)的小型化雙頻圓極化天線特性與參考文獻(xiàn)進(jìn)行對(duì)比,對(duì)比結(jié)果如表2 所示。其中,fL和fH分別表示圓極化輻射頻段低頻和高頻的中心頻率,ARBWL表示低頻3 dB 軸比帶寬,ARBWH表示高頻3 dB 軸比帶寬。通過(guò)對(duì)比表明,與其他文獻(xiàn)設(shè)計(jì)的雙頻圓極化天線相比,本文設(shè)計(jì)的天線低頻諧振更低、尺寸更小且具有更寬的軸比帶寬,因此,該雙頻圓極化天線具有小型化和寬軸比特性。

表2 本文天線與參考文獻(xiàn)中天線對(duì)比Tab.2 Comparative descriptions of antennas in this paper and other literatures

3 結(jié)論

本文提出了一種小型化、寬軸比雙頻圓極化天線。天線的圓形輻射貼片上刻蝕了斜十字形槽,對(duì)天線的矩形接地板進(jìn)行了切角處理,刻蝕了兩個(gè)寬度不等的L 形槽,還加載了兩個(gè)不等高的矩形枝節(jié)。天線的圓極化特性主要由相對(duì)于饋線不對(duì)稱的接地板和寬度不等的L 形縫隙激勵(lì)起幅度相等且極化正交的兩個(gè)簡(jiǎn)并模實(shí)現(xiàn)。測(cè)量結(jié)果表明: 雙頻段阻抗帶寬為0.79～1.51 GHz,3.84～5.42 GHz,軸比帶寬為0.34～1.14 GHz,5.08～5.46 GHz。UHF 頻段信號(hào)具有損耗小、穿透能力強(qiáng)、覆蓋范圍大的優(yōu)點(diǎn);Wi-Fi 頻段具有較大的通信鏈路,在熱點(diǎn)區(qū)域可以為大量用戶提供穩(wěn)定的通信。該天線阻抗帶寬和軸比帶寬完全覆蓋了UHF(840～960 MHz)和Wi-Fi 5.2 GHz(5.15～5.35 GHz)頻段,具有很好的應(yīng)用價(jià)值。