盛艷婷,蔣品群,宋樹祥,岑明燦,蔡超波

(廣西師范大學(xué) 電子工程學(xué)院,廣西 桂林 541004)

近年來,隨著無線傳感器節(jié)點(diǎn)的大規(guī)模部署和可用無線電頻譜的減少,使傳感器網(wǎng)絡(luò)中的接收機(jī)更易受相鄰無線電設(shè)備的干擾。濾波器的主要作用是濾除干擾信號、提高接收機(jī)的性能,因此濾波器為接收機(jī)不可或缺的一部分[1～6]。傳統(tǒng)的接收機(jī)前端濾波器采用體聲波或表面波濾波器,具有較好的通頻帶寬和選頻特性,但中心頻率不可調(diào)、不易集成,特別是在多頻段接收機(jī)中,需要外接多個(gè)濾波器,因此,使用傳統(tǒng)濾波器的接收機(jī),通常面積較大、成本較高。與傳統(tǒng)濾波器相比,N通道濾波器的中心頻率可調(diào),所以不需要外接多個(gè)濾波器,減小了濾波器的體積。此外,N通道濾波器還具有品質(zhì)因數(shù)較高且易于集成等優(yōu)點(diǎn),因此被廣泛應(yīng)用于射頻接收機(jī)前端。因?yàn)樯漕l接收機(jī)前端對濾波器的增益和線性度要求較高[7～11],所以高增益、高線性度的N通道濾波器具有較大的研究意義與實(shí)用價(jià)值。

高增益N通道帶通濾波器的設(shè)計(jì)難點(diǎn)在于既要保持良好的線性度,又要提高增益。2019 年,Song等[12]提出了一種基于濾波器合成方法的無源射頻N通道濾波器,采用多個(gè)無源耦合結(jié)構(gòu),實(shí)現(xiàn)了具有傳輸零點(diǎn)的N通道帶通濾波器。該濾波器的優(yōu)點(diǎn)是線性度和品質(zhì)因數(shù)都較好,缺點(diǎn)是增益很低、中心頻率的可調(diào)諧范圍較窄。2022 年,Shao 等[13]設(shè)計(jì)了一款應(yīng)用于低功耗多通帶Blocker-Tolerant 接收機(jī)的N通道帶通濾波器,通過在電路中嵌入低噪聲放大器,增加通帶信號的增益,但該濾波器電路結(jié)構(gòu)復(fù)雜,對電路工作原理的分析也變得困難。2020 年,Tiwari 等[14]設(shè)計(jì)了一款增益提高型N通道帶通濾波器,采用兩級濾波器級聯(lián)結(jié)構(gòu),使N通道濾波器達(dá)到較高的增益,缺點(diǎn)是線性度較低。2021 年,呂蕓蕓等[15]設(shè)計(jì)了一款帶有傳輸零點(diǎn)的增益提高型N通道帶通濾波器,采用傳輸零點(diǎn)技術(shù)和增益提高技術(shù)實(shí)現(xiàn)了較高的增益,優(yōu)點(diǎn)是增益較高,缺點(diǎn)是線性度較低。

針對上述問題,本文采用差分結(jié)構(gòu)、隱式電容疊加技術(shù)和底板開關(guān)技術(shù),設(shè)計(jì)了一款高增益、高線性度的差分無源N通道帶通濾波器,在保持無源N通道帶通濾波器高線性度的同時(shí),提高了增益。

1 N 通道帶通濾波器

1.1 傳統(tǒng)電路設(shè)計(jì)

傳統(tǒng)的單端N通道帶通濾波器如圖1 所示,由多相不交疊時(shí)鐘控制的N個(gè)開關(guān)依次接通N個(gè)并聯(lián)的無源低通濾波器,且任意特定時(shí)刻僅有一條通道導(dǎo)通。第i個(gè)開關(guān)的時(shí)鐘控制信號Ki(t)頻域函數(shù)表達(dá)式為:

圖1 傳統(tǒng)單端N 通道帶通濾波器Fig.1 Traditional single-ended N-path band-pass filter

由式(1) 可知,在中心頻率fSW及其諧波處,Ki(ω)不為零,因此,可將N通道濾波器視為低通濾波器以fSW為單位的頻移,具有帶通功能,但對通帶信號不具有放大作用。差分結(jié)構(gòu)的N通道帶通濾波器如圖2 所示,它能有效抑制偶次諧波。

圖2 傳統(tǒng)差分N 通道帶通濾波器Fig.2 Traditional differential N-path band-pass filter

1.2 本文電路設(shè)計(jì)

針對傳統(tǒng)差分N通道帶通濾波器無法放大通帶信號的不足,本文基于隱式電容疊加技術(shù)設(shè)計(jì)了一款高增益差分無源N通道帶通濾波器,電路結(jié)構(gòu)如圖3 所示。圖中每級電路均為4 通道差分帶通濾波器,且每個(gè)通道采用電容開關(guān)和開關(guān)電容網(wǎng)絡(luò)的并行組合(CS‖SC)結(jié)構(gòu),輸入信號Vin為正弦波。通過1 ∶1 的片外變壓器將單端信號轉(zhuǎn)換為差分輸入信號后,N通道帶通濾波器對輸入信號進(jìn)行處理,并轉(zhuǎn)化為單端輸出。

圖3 本文設(shè)計(jì)的完整電路Fig.3 The complete circuit designed in this paper

為了提高電路的增益,本文所設(shè)計(jì)的差分無源N通道帶通濾波器采用三級級聯(lián)結(jié)構(gòu)。將第一級的輸出差分信號作為第二級的輸入信號,同時(shí)把第二級的輸出差分信號作為第三級的輸入信號。當(dāng)?shù)谌夁M(jìn)行信號輸出時(shí),把輸出差分信號轉(zhuǎn)換為單端信號加載到負(fù)載,實(shí)現(xiàn)增益提高的功能。

1.3 高增益隱式電容疊加電路

以電路的單級結(jié)構(gòu)為例,推導(dǎo)其增益表達(dá)式,電路結(jié)構(gòu)如圖4 所示。圖中每個(gè)CS‖SC 網(wǎng)絡(luò)由電容CR、開關(guān)和4 相不交疊時(shí)鐘信號組成,時(shí)鐘信號如圖5 所示,并且電容CR的極板(AX、BX)使用開關(guān)連接到基帶電容CB。

圖4 本文設(shè)計(jì)電路的一級結(jié)構(gòu)Fig.4 The primary structure of the circuit designed in this paper

圖5 開關(guān)時(shí)鐘信號Fig.5 Switch the clock signal

以第一級的第一組CS‖SC 結(jié)構(gòu)為例對電路進(jìn)行分析,因?yàn)殡娐饭ぷ髟诨祛l模式下,時(shí)間常數(shù)RC＞＞Ts/N,所以輸入電壓VRFP遵循正弦波Vin/2 的階梯近似[16]。第一個(gè)通道電容的上下極板電壓變化如圖6所示,VRFP和VRFN為一組差分信號。當(dāng)相位為Φ0°～90°時(shí),VRFP為+V0,VRFN為-V0,由于CS‖SC 組合的每個(gè)電容CR上的壓降為差分輸入的全擺幅電壓,所以電容CR上存在2V0的壓降。當(dāng)相位為Φ180°～270°時(shí),A0處的電壓為:

圖6 (a) 第一個(gè)通道電容下極板的電壓變化;(b) 第一個(gè)通道電容上極板的電壓變化Fig.6 (a) The voltage change of the lower plate of the capacitor of the first path;(b) The voltage change of the upper plate of the capacitor of the first path

因?yàn)閂RFP,180等于-V0,所以A0處的電壓為-3V0。同時(shí),Φ180°～270°時(shí)的B0處電壓為:

因?yàn)閂RFP,180等于V0,所以B0處的電壓為3V0。A0和B0處的電壓信號通過開關(guān)(時(shí)鐘為Φ180°)向下混頻到基帶電容CB上,即當(dāng)相位為Φ180°～270°時(shí),P0處的電壓為VRFP的3 倍,N0處的電壓為VRFP的-3倍。在Φ270°～360°期間,P1處的電壓為VRFP的3 倍,N1處的電壓為VRFP的-3 倍。以此類推,當(dāng)相位為Φ0°～90°,Φ90°～180°時(shí),P2、P3處的電壓為VRFP的3 倍,N2、N3處的電壓為VRFP的-3 倍。將P0、P1、P2、P3連接在一起,即可在整個(gè)時(shí)域?qū)崿F(xiàn)VRFP的3 倍的放大,將N0、N1、N2、N3連接在一起,即可在整個(gè)時(shí)域?qū)崿F(xiàn)VRFP的-3 倍的放大。

使用差分輸出,將V1+作為差分輸出的正極,V1-作為差分輸出的負(fù)極,輸出信號為VRFP的6 倍,因?yàn)檩斎胄盘朧RFP遵循正弦波Vin/2 的傳統(tǒng)階梯近似,所以最終能夠?qū)崿F(xiàn)3 倍的信號放大。

單級4 通道差分帶通濾波器的等效模型可近似為RLC 網(wǎng)絡(luò)、線性放大器和NMOS 管開關(guān)的級聯(lián),如圖7 所示。

圖7 單級結(jié)構(gòu)等效模型Fig.7 Single-level structure equivalent model

其中Rsh、CT和LT的表達(dá)式為:

RLC 網(wǎng)絡(luò)僅在數(shù)值上模擬CS‖SC 結(jié)構(gòu),其中,Rs表示理想電壓源的內(nèi)阻,Rsw表示開關(guān)的電阻,Rsh表示濾波器通道的電阻,CT表示濾波器通道的電容,LT表示濾波器通道的電感,γ=2/π2。線性放大器表示隱式電容疊加技術(shù)產(chǎn)生的電壓增益。由于在濾波器通道中Rsw的阻值較小,因此與濾波器的工作頻段相比,由Rsw和CB產(chǎn)生的零點(diǎn)位于較高的頻率,為簡化分析,圖4 單級結(jié)構(gòu)的等效模型忽略該零點(diǎn)。單級4通道差分帶通濾波器在中心頻率處的電壓增益表達(dá)式為:

式中,ZT為Rsh、LT和CT的并聯(lián)電阻,其表達(dá)式為:

由式(9)可知,在負(fù)載匹配時(shí),單級結(jié)構(gòu)能夠?qū)崿F(xiàn)通帶信號3 倍的放大。本文對一級結(jié)構(gòu)進(jìn)行級聯(lián),實(shí)現(xiàn)3 級4 通道差分無源帶通濾波器。使用NMOS管代替理想開關(guān),每個(gè)NMOS 管做開關(guān)使用時(shí)都存在導(dǎo)通電阻和寄生電容,因此對電路的性能造成影響,最終實(shí)現(xiàn)26 dB 的信號放大。

1.4 高線性度電容開關(guān)電路

傳統(tǒng)N通道濾波器中常采用電容頂板開關(guān)電路結(jié)構(gòu),如圖8 所示。當(dāng)NMOS 管開關(guān)閉合時(shí),由于柵極電位VG固定,源極電壓VS發(fā)生改變,因此其柵源電壓VGS會(huì)發(fā)生很大的變化,這會(huì)影響NMOS 管的開關(guān)電阻阻值并減少電路的線性度。

圖8 電容頂板開關(guān)電路Fig.8 Capacitive top plate switching circuit

為了減少NMOS 管開關(guān)的VGS和VDS對電路線性度的影響,本次設(shè)計(jì)采用了一種電容底板開關(guān)電路,將RF 節(jié)點(diǎn)連接至電容頂板,同時(shí)底板通過NMOS 管開關(guān)連接到地,如圖9 所示。

圖9 電容底板開關(guān)電路Fig.9 Capacitive backplane plate switching circuit

與傳統(tǒng)的電容頂板開關(guān)電路相比,電容底板開關(guān)電路的主要目的是改善由于NMOS 管開關(guān)電阻引起的電路非線性,從而實(shí)現(xiàn)更高的線性度。在電容底板開關(guān)電路中,當(dāng)NMOS 管開關(guān)閉合時(shí),其柵源電壓VGS恒定,避免了VGS對電路線性度的影響。同時(shí),由于Zin為高阻抗,NMOS 管的漏源電壓VDS對電路線性度的影響也隨之減小。因此,與電容頂板開關(guān)電路相比,本次設(shè)計(jì)采用的電容底板開關(guān)電路能使電路獲得更高的線性度。電路輸入三階交調(diào)點(diǎn)(IIP3)的表達(dá)式為:

其中,ρ、g1和g2的表達(dá)式分別為:

式中:VOD表示NMOS 管的過驅(qū)動(dòng)電壓;VSAT表示NMOS 管的飽和電壓。

2 電路仿真與分析

本文設(shè)計(jì)的N通道帶通濾波器采用TSMC 40 nm CMOS 工藝設(shè)計(jì),在進(jìn)行版圖繪制時(shí),左右對稱的布局和布線可以減少器件失配對電路性能造成的影響,為了提高電路的匹配性,在版圖中添加dummy 管。N通道帶通濾波器的版圖如圖10 所示。

圖10 N 通道帶通濾波器版圖Fig.10 N-path band-pass filter layout

N通道帶通濾波器頻率特性仿真結(jié)果如圖11 所示。由于采用差分結(jié)構(gòu),因此電路對于偶次諧波有較好的抑制效果。同時(shí),通過隱式電容疊加技術(shù)使無源N通道帶通濾波器在通帶內(nèi)實(shí)現(xiàn)了信號的放大,當(dāng)中心頻率fs=2 GHz 時(shí),電路的增益達(dá)到26 dB。

圖11 N 通道帶通濾波器的頻率特性(fs=2 GHz)Fig.11 Frequency characteristics of N-path band-pass filters (fs=2 GHz)

N通道帶通濾波器的中心頻率可調(diào)范圍仿真結(jié)果如圖12 所示,其中心頻率可調(diào)范圍為1.6～2.4 GHz。在整個(gè)頻率可調(diào)范圍內(nèi),帶寬為3.4～7 MHz,增益均大于24 dB,這說明該濾波器適用頻率范圍相對較廣,有較好的頻率選擇性,同時(shí),對通帶信號有較高的增益提高。

圖12 N 通道帶通濾波器的中心頻率可調(diào)范圍Fig.12 The center frequency adjustable range of the N-path band-pass filter

當(dāng)中心頻率fs=2 GHz 時(shí),N通道帶通濾波器輸入三階交調(diào)點(diǎn)(IIP3)的仿真結(jié)果如圖13 所示。由圖13 可知,本文所設(shè)計(jì)電路的輸入三階交調(diào)點(diǎn)大于22.8 dBm,因此,本文設(shè)計(jì)的帶通濾波器具有很好的線性度。

圖13 N 通道帶通濾波器的IIP3Fig.13 The IIP3 of the N-path band-pass filter

本文設(shè)計(jì)的N通道帶通濾波器的噪聲系數(shù)(NF)如圖14 所示。由圖14 可知,在整個(gè)頻率可調(diào)范圍內(nèi),噪聲系數(shù)小于4.6 dB。因此,本文所設(shè)計(jì)的濾波器噪聲系數(shù)相對穩(wěn)定,具有較好且穩(wěn)定的抑制噪聲的能力。

圖14 N 通道帶通濾波器的NFFig.14 The NF of the N-path band-pass filter

將本文與近幾年發(fā)表文獻(xiàn)電路參數(shù)進(jìn)行比較,如表1 所示。文獻(xiàn)[12]為無源N通道帶通濾波器,該電路的線性度較高,但是無法放大通帶信號,同時(shí)噪聲相對較高。文獻(xiàn)[13-15]在N通道帶通濾波器中引入低噪聲放大器,使濾波器在實(shí)現(xiàn)濾波功能的同時(shí),放大了通帶信號,但是,由于引入運(yùn)放,電路的線性度較低。本文所設(shè)計(jì)的帶通濾波器不僅具有較高的增益,而且線性度較好。

表1 與其他文獻(xiàn)電路參數(shù)的對比Tab.1 Comparison of circuit parameters with other literatures

3 結(jié)論

本文設(shè)計(jì)的高增益差分無源N通道帶通濾波器使用隱式電容疊加技術(shù),利用電容下極板的電位在不同時(shí)刻進(jìn)行疊加,在理想情況下實(shí)現(xiàn)單級結(jié)構(gòu)3 倍的信號放大。電路將3 個(gè)單級結(jié)構(gòu)進(jìn)行級聯(lián),在理想情況下能夠?qū)崿F(xiàn)27 倍的信號放大。此外,采用電容底板開關(guān)電路使濾波器具有較高的線性度。電路基于TSMC 40 nm CMOS 工藝設(shè)計(jì),使用Cadence Spectre RF 軟件對其進(jìn)行仿真驗(yàn)證。后端仿真結(jié)果表明: 當(dāng)電源電壓為1.1 V,濾波器中心頻率可調(diào)范圍為1.6～2.4 GHz,當(dāng)中心頻率fs=2 GHz 時(shí),N通道帶通濾波器的增益達(dá)到26 dB,輸入三階交調(diào)點(diǎn)(IIP3)大于22.8 dB,在射頻接收機(jī)前端有重要的應(yīng)用。