劉其輝，樊雙婕，洪誠程，郭小江，湯海雁，申旭輝

（1. 新能源電力系統(tǒng)國家重點實驗室（華北電力大學）,北京市 102206；2. 中國華能集團清潔能源技術(shù)研究院有限公司,北京市 102209）

0 引言

在“雙碳”目標驅(qū)動下,海上風電發(fā)展迅速,截至2021 年9 月底,中國海上風電的累計裝機容量達到13.19 GW［1］,隨著海上風電向深遠海發(fā)展以及容量的不斷增加［2］,采用“直流匯集-直流傳輸”方式的全直流海上風電場避免了傳統(tǒng)的“交流匯集-交流傳輸”方式下工頻交流變壓器體積大、傳輸距離受限等問題,受到了各國研究學者的熱議。

目前,直流匯集方式下系統(tǒng)組網(wǎng)結(jié)構(gòu)的確定及對關(guān)鍵設(shè)備的研制是全直流海上風電場的主要挑戰(zhàn)。全直流海上風電場的組網(wǎng)結(jié)構(gòu)可分為串聯(lián)升壓型［3-5］與并聯(lián)輻射型［6］,后者進一步分為集中升壓、機端升壓以及兩級升壓系統(tǒng)［6］。其中,兩級升壓的并聯(lián)輻射型結(jié)構(gòu)由于具有變換器設(shè)計與制造較容易、匯集損耗低、風機間耦合度低等優(yōu)點,可將其作為全直流海上風電場的優(yōu)選結(jié)構(gòu),而高壓送出DC/DC 變換器作為關(guān)鍵設(shè)備,需要突破高電壓、大功率直流電力變換難題,成為海上風電全直流組網(wǎng)的技術(shù)瓶頸和國內(nèi)外業(yè)界研究的熱點。

傳統(tǒng)DC/DC 變換器能夠承受的電壓低、容量小,可將絕緣柵雙極型晶體管（IGBT）器件串并聯(lián)以適應(yīng)全直流海上風電場的電能匯集需求,但器件間的均壓、均流控制復雜。文獻［7］通過將多個雙有源橋（dual active bridge,DAB）DC/DC 變換器輸入輸出串并聯(lián),避免了開關(guān)器件的串聯(lián)均壓與并聯(lián)均流的難題,但交流變壓器數(shù)目增多,體積增大,且故障下變換器運行可靠性也會降低。文獻［8］在DAB模塊之間加入開關(guān)諧振支路,能夠?qū)崿F(xiàn)各模塊輸入電壓的自動均壓,但隨著容量與電壓水平的提高,模塊數(shù)的增加會帶來元件參數(shù)選取復雜的問題。

模塊化多電平DC/DC 變換器（modular multilevel DC/DC converter,MMC-DC/DC）拓展靈活,可靠性高,適用于海上風電場等高壓大容量的場合［9-10］。MMC-DC/DC 按是否具有變壓器可分為隔離型［11-12］與非隔離型［13-16］。文獻［11］設(shè)計了一種面對面式（front-to-front,FTF）的MMC-DC/DC,通過交流變壓器將左右兩側(cè)模塊化多電平換流器（MMC）連接起來,但變換器主要依靠交流變壓器升壓,且采用的方波調(diào)制使交流變壓器兩側(cè)的電壓變化率du/dt值較大,交流變壓器參數(shù)設(shè)計困難。文獻［12］設(shè)計了橋臂交替導通型MMC-DC/DC,在每個橋臂上多增加了切換開關(guān),提高了故障隔離能力,但開關(guān)器件數(shù)量多,且器件均壓困難。文獻［13-14］提出了一種MMC 自耦型結(jié)構(gòu),省去了交流變壓器,但無法實現(xiàn)電氣隔離,同時橋臂上的交流分量也會顯著增加系統(tǒng)損耗。文獻［15-16］設(shè)計了容性能量轉(zhuǎn)移型結(jié)構(gòu),成本、體積與重量均降低,但是仍然存在電氣隔離能力欠缺的問題。因此,為使變換器具備較好的電氣隔離能力,并降低系統(tǒng)損耗,本文考慮采用隔離型結(jié)構(gòu)。

本文根據(jù)全直流海上風電大功率高壓送出的特定需求,首先考慮電氣隔離需求,結(jié)合模塊化結(jié)構(gòu)與MMC 的優(yōu)點,提出一種復合模塊化DC/DC 變換器拓撲；為提高變換器的升壓比,提出基于雙重移相的s/m調(diào)制策略,并針對該調(diào)制策略的特點改進了電容電壓均衡控制方法；最后,通過MATLAB/Simulink 搭建模型進行驗證。

1 高壓送出DC/DC 變換器拓撲

文獻［17］指出高壓送出DC/DC 變換器有三大技術(shù)需求:大容量、高升壓變比和故障隔離。為滿足以上要求,本文將MMC 電路和模塊組合型電路進行拓撲融合,形成一種復合模塊化拓撲,如圖1（a）所示。圖1（a）中:UMV、UHV分別為中、高壓側(cè)的電壓；IMV、IHV分別為中、高壓側(cè)的電流；UMV,i為模塊i的中壓輸入電壓；UHV,i為模塊i的高壓輸出電壓；uua,i、uub,i、ula,i、ulb,i與iua,i、iub,i、ila,i、ilb,i分別為模塊i的橋臂電壓與橋臂電流,下標u、l 分別表示上、下橋臂,a、b 分 別 表 示a、b 兩 相；uuA,i、uuB,i、ulA,i、ulB,i與iuA,i、iuB,i、ilA,i、ilB,i分別為整流側(cè)MMC 的上下橋臂電壓與電流,下標A、B 分別表示A、B 兩相；KT為隔離變壓器的變比；ipi、isi與upi、usi分別為隔離變壓器原、副邊的電流與電壓；Ls、Lp分別為整流MMC 與逆變MMC的橋臂電感。

圖1 高壓送出DC/DC 變換器結(jié)構(gòu)Fig.1 Structure of high-voltage output DC/DC converter

為實現(xiàn)變換器的高升壓變比與故障隔離的目標,本文以隔離型結(jié)構(gòu)為基礎(chǔ),同時為了充分利用MMC 調(diào)制策略所具備的升壓功能（詳見下文）,以降低隔離變壓器的升壓壓力、減小隔離變壓器絕緣設(shè)計與制造難度,在隔離變壓器兩側(cè)均采用MMC結(jié)構(gòu)。此外,在實際應(yīng)用中,風電場黑啟動可能需要電網(wǎng)短時間提供功率,變換器需要具有一定的雙向傳輸能力,相較于單有源橋（single active bridg,SAB）型電路,DAB 型DC/DC 變換器控制靈活,功率傳輸效率高,當DAB 與MMC 結(jié)合后,在高壓側(cè)短路時故障電流波及范圍小,運行可靠性高,故本文對DAB 電路進行升級改造,用MMC 子模塊串聯(lián)式橋臂代替?zhèn)鹘y(tǒng)兩電平橋臂,從而形成單相MMC 型DAB（MMC-DAB）電路模塊,作為DC/DC 變換器的內(nèi)層結(jié)構(gòu)。在此基礎(chǔ)上,通過采用輸入串聯(lián)輸出串聯(lián)（input-series output-series,ISOS）的結(jié)構(gòu),將多個MMC-DAB 模塊進行組合輸入串聯(lián)、輸出串聯(lián),作為變換器的外層結(jié)構(gòu),形成具有雙層模塊化復合結(jié)構(gòu)特點的海上風電場高壓送出DC/DC 變換器拓撲。

采用復合模塊化拓撲的優(yōu)勢是,MMC-DAB 模塊通過采用MMC 結(jié)構(gòu)提高了單個DAB 電路模塊的電壓水平和功率等級,而多個模塊通過串并聯(lián)可以進一步提升電壓或電流等級,適應(yīng)不同的功率水平,以類似于“積木”的方式提供強大的靈活性,具有突出的模塊化和可配置性特點。限于篇幅,本文著重分析ISOS 結(jié)構(gòu),該結(jié)構(gòu)可以降低單個MMCDAB 模塊的輸入電壓,減少了子模塊數(shù)量。

圖1（a）所示的MMC-DAB 模塊中,逆變MMC的子模塊采用全橋結(jié)構(gòu),如圖1（b）所示,整流MMC采用半橋子模塊,如圖1（c）所示,對于兩側(cè)MMC 子模塊類型選取不同的原因?qū)⒃谙挛慕榻B調(diào)制策略時說明。兩側(cè)MMC 經(jīng)過變比為KT的中頻變壓器連接和隔離,需要指出的是,由于需在海上換流站中安裝,為減小DC/DC 變換器體積,交流變壓器的工作頻率要提升至上百赫茲甚至上千赫茲。文獻［11,18］提出MMC 型大功率DC/DC 變換器采用一個集中隔離變壓器實現(xiàn)隔離,但大容量的中高頻變壓器還在研究階段,且變壓器原副邊電壓相差較大。因此,無論是從功率等級還是絕緣水平方面,變壓器的設(shè)計都面臨極大的困難。

本文通過將多個MMC-DAB 模塊進行串并聯(lián),以“化整為零”的方式降低了對中頻變壓器容量和變比的要求,從而規(guī)避了中頻隔離變壓器因高功率密度結(jié)構(gòu)下的高壓絕緣難題而造成的技術(shù)瓶頸,可充分借鑒現(xiàn)有成熟技術(shù),滿足高壓大容量直流變換需求。

2 MMC-DAB 模塊的調(diào)制策略與功率特性

2.1 基于雙重移相的s/m 調(diào)制策略

海上高壓送出DC/DC 變換器的主要任務(wù)是完成從中壓側(cè)到高壓直流輸電線路的電壓變換以及海上風電場功率外送,對隔離變壓器兩側(cè)電流、電壓波形無須要求為標準正弦波,且相較于正弦波調(diào)制,方波調(diào)制下的直流電壓利用率高、功率傳輸能力強［19］。為使MMC 具備升壓功能,降低隔離變壓器體積與制造難度,實現(xiàn)變換器大幅升壓的目標,本文基于方波調(diào)制并借鑒DAB 的雙重移相調(diào)制,提出了基于雙重移相的s/m調(diào)制策略。

本文提出的s/m調(diào)制是指在上半個周期內(nèi)上、下橋臂分別投入s、m個子模塊,在下半個周期內(nèi)上、下橋臂投入的子模塊數(shù)交換。s與m都是固定值,代表一個橋臂可能投入的子模塊數(shù),規(guī)定s

現(xiàn)以圖1 中第i個模塊的逆變MMC 為例分析該調(diào)制策略的升壓原理。假設(shè)在前半個周期內(nèi)a 相上、下橋臂分別投入s、m個模塊,b 相上、下橋臂分別投入m、s個子模塊,則upi為:

式中:UC為子模塊電容電壓。

MMC 最基本的特征是上、下橋臂的子模塊電壓之和必須等于MMC 直流電壓,即

由式（3）可以看出,為了使逆變MMC 的變比Ki,MMC>1,需使|m-s|>m+s,則需在逆變MMC 中采用具有“負投入”狀態(tài)的全橋子模塊,使s取負值。

同理,整流MMC 在前半個周期內(nèi),A 相上、下橋臂分別投入S、M個模塊,B 相的上、下橋臂投入M、S個子模塊,隔離變壓器副邊交流電壓幅值Usi與UHV,i的比值為:

由式（4）可以看出,整流MMC 的子模塊無需負投入便可實現(xiàn)升壓功能,為減小器件的數(shù)量以及變換器體積,整流MMC 采用半橋子模塊。

圖1 中隔離變壓器的變比為KT,結(jié)合式（3）與式（4）,可得MMC-DAB 模塊輸出與輸入電壓的比值為:

由上式可知,MMC-DAB 模塊的整體升壓比由Ki,MMC、Kr,MMC以 及KT共 同 貢 獻,s/m調(diào) 制 策 略 賦 予了MMC 升壓功能,從而減少了對變壓器變比的要求,變壓器兩側(cè)電壓差的減小使其絕緣設(shè)計與制造難度減小,對于高變比變換器的實現(xiàn)具有現(xiàn)實意義。

但s/m調(diào)制是一種兩電平調(diào)制,隔離變壓器兩側(cè)du/dt較大,增加了變壓器絕緣壓力,為此考慮將s/m調(diào)制與雙重移相調(diào)制結(jié)合,以增加兩側(cè)MMC 交流電壓的電平數(shù)。當某橋臂投入的子模塊數(shù)在s（S）、m（M）之間周期性變換時,該橋臂將產(chǎn)生sUC與mUC（SUC與MUC）兩種電平,由于每個橋臂中都含有多個子模塊,當橋臂電壓在sUC與mUC（SUC與MUC）之間跳變時,可以通過使橋臂投入子模塊數(shù)為k（K）（s

圖2 基于雙重移相的s/m 調(diào)制下的電壓波形Fig.2 Voltage waveforms with s/m modulation based on double phase shift

由于上、下橋臂投入子模塊總數(shù)之和需滿足式（2）,且上、下橋臂在過渡電平期間投入的子模塊數(shù)同時切換為K（k）,因此K（k）的取值只能為（M+S）/2［（m+s）/2］,此時隔離變壓器副邊電壓為三電平階梯波。

K個子模塊投入時間所對應(yīng)的角度為MMCDAB 模塊整流MMC 內(nèi)部的移相角θ,效果上類似于在DAB 電路中采用雙重移相調(diào)制時,當控制H 橋內(nèi)兩橋臂之間的移相角時DAB 電路的交流側(cè)可產(chǎn)生三電平階梯波。借鑒DAB 電路中對移相角的命名,稱θ為內(nèi)移相角,此為一重移相。另一重移相對應(yīng)DAB 電路中變壓器原、副邊兩側(cè)電壓波形的移相角,即MMC-DAB 模塊中變壓器原、副邊階梯波之間的移相角,稱為外移相角?,用以完成功率傳輸功能。

三電平階梯波相較于直接采用s/m調(diào)制輸出的方波而言可以降低變壓器兩側(cè)du/dt,此外,電平數(shù)的增加使橋臂投入子模塊數(shù)多樣化,使子模塊組合序列的充放電方式更加靈活,有利于實現(xiàn)MMC 的電容電壓均衡控制。

2.2 功率傳輸特性分析

高壓送出DC/DC 變換器在正常工作時僅需將功率從中壓側(cè)傳輸?shù)礁邏簜?cè),功率單向傳輸,由DAB 變換器工作原理可知該情況對應(yīng)外移相角?>0,為簡化分析僅討論正常工作時?>0 的情況。

首先,對圖1 中MMC-DAB 模塊進行化簡等效,將隔離變壓器原邊電壓、漏感以及橋臂電感歸算到副邊,得到附錄A 圖A1 所示等效電路圖。為便于分析,不再區(qū)分具體MMC-DAB 模塊,在下文對涉及的物理量省略下標i,用上標“'”表示歸算量。

附錄A 圖A1 中,設(shè)隔離變壓器歸算到副邊側(cè)的漏感為LT,則有:

式中:Lk為等效電感。

當?>0 時,按照θ與?的關(guān)系,可分為3 種工作模式:0

式中:Uab為歸算前隔離變壓器原邊三電平階梯波的峰值。

目前MMC 橋臂子模塊的個數(shù)常設(shè)置為偶數(shù),因此一般情況下逆變MMC 與整流MMC 升壓比均可達到2,即Kr,MMCKi,MMC=4,大大降低了隔離變壓器的升壓壓力。同時,在MMC 升壓比為2 時,橋臂投入的3 種子模塊數(shù)（m、s、k或M、S、K）也有特殊的 聯(lián) 系 :假 設(shè)m+s=n,M+S=N,其 中n=UMV,i/UC、N=UHV,i/UC分別為在相同直流母線電壓等級以及傳統(tǒng)調(diào)制策略下,不考慮模塊冗余時整流與逆變MMC 各橋臂子模塊數(shù)量的理論設(shè)計值,當Kr,MMC=2、Ki,MMC=2 時,結(jié)合式（3）和式（4）,有m=（3/2）n,s=-(1/2)n,M=（3/4）N,S=（1/4）N,故s=-k,S+K=M,上述關(guān)系在下文的電容電壓均衡算法中也將用到。

通過上述分析可知,逆變MMC 各橋臂中全橋子模塊總數(shù)m比傳統(tǒng)調(diào)制下的理論值n多1/2,而整流MMC 各橋臂半橋子模塊總數(shù)M比N少1/4。由于中、高壓兩側(cè)直流電壓水平的差異,N遠大于n,同時相比于文獻［11］中采用的三相結(jié)構(gòu)的FTFMMC,本文提出的MMC-DAB 模塊橋臂個數(shù)減少,故總體而言本文調(diào)制策略下子模塊總數(shù)減少。

雖然逆變MMC 采用了全橋子模塊,增加了器件使用數(shù)量,但逆變MMC 具備了升壓功能,中頻變壓器的升壓比降低,匝數(shù)比減小,有利于減少變換器整體體積。此外,全橋子模塊具有故障隔離的能力,相較于文獻［11］中采用在中頻變壓器兩側(cè)安裝交流斷路器以隔離故障的方式,本文采用全橋子模塊可省去斷路器。文獻［7］中提到了DAB 模塊組合型結(jié)構(gòu),由于各DAB 模塊端口上設(shè)置了集中電容,當系統(tǒng)發(fā)生直流故障時,電容會迅速放電,故障電流增加,且當單個DAB 模塊發(fā)生故障時,無法通過設(shè)置冗余模塊代替故障模塊運行,否則會使電容短路。但本文提出的拓撲由于采用了全橋子模塊,不僅可以通過閉鎖子模塊阻斷故障電流,而且當某個子模塊故障時,可通過設(shè)置冗余子模塊代替其運行,提高了變換器運行可靠性。因此,在逆變MMC 采用全橋子模塊具有較好的應(yīng)用前景。

假設(shè)電壓傳輸比G=KTUab/UAB=U'ab/UAB,中頻變壓器的頻率為f（角頻率ω=2πf）,隨時間變化的角度（相角）φ=ωt。同時,在整流、逆變MMC 升壓比均為2 時,隔離變壓器原、副邊三電平階梯波的幅值分別為U'ab=2KTUMV,i、UAB=UHV,i/2。根據(jù)附錄A 圖A2 可求出0

將式（8）—式（10）中iLk的表達式代入式（11）,得到不同工作模式下MMC-DAB 模塊的傳輸功率,如式（12）所示。

由式（12）可知,由于電壓傳輸比G與變壓器的變比有關(guān),由工程參數(shù)決定,故MMC-DAB 模塊傳輸功率與θ以及?有關(guān)。其中θ不能過小,由附錄A圖A2 可知,θ減小會導致電感電流增加,從而增加系統(tǒng)損耗,但也不能過大,否則會降低變換器的最大輸出功率,因此通常將θ設(shè)定在一個合適的值（一般在0.1π 左右［20］）,通過改變?來調(diào)整變換器傳輸功率。由于θ較小,所以在θ

3 電容電壓均衡與定電壓控制策略

3.1 分庫電容電壓均衡算法

無論是半橋型MMC 還是全橋型MMC,傳統(tǒng)電容電壓均衡算法的核心都是判斷子模塊電容的充放電狀態(tài)并找出電容電壓第a小或第a大的子模塊（記其電容電壓值為UCa）。圖1（b）、（c）為本文MMC 中所用的兩種子模塊類型,規(guī)定橋臂電流從圖1 所示子模塊的端口A 流進、端口B 流出時電流方向為正,反之為負,得到在不同子模塊類型輸出電平與橋臂電流方向變化時子模塊電容的充放電狀態(tài),如附錄A 表A1 所示。但傳統(tǒng)算法需要對橋臂上所有子模塊電容電壓進行有序排列,存在計算量增加的問題,為此引入“中位數(shù)的中位數(shù)”選擇算法:首先,選取樞紐元［21］,接著對所有電容電壓進行劃分以及遞歸調(diào)用,從而尋找UCa,具體步驟見附錄C。根據(jù)文獻［22-23］可知,采用冒泡算法、快速排序算法以及“中位數(shù)的中位數(shù)”原則選取UCa時,比較次數(shù)與模塊個數(shù)M的 關(guān) 系 分 別 為C1（M）≈0.5M2、C2（M）≈1.44Mlog2M、C3（M）≈1.9M,對比發(fā)現(xiàn)隨著子模塊數(shù)的增加,由于本文采用的算法無須進行有序排列,計算量大大降低。

電容電壓均衡控制算法的設(shè)計需要與調(diào)制策略的特點相結(jié)合,本文采用的s/m調(diào)制策略最大的特點是橋臂投入的子模塊數(shù)只有s（S）、m（M）、k（K）這3 種情況,特別是根據(jù)2.2 節(jié)的分析可知,當兩側(cè)MMC 的 升 壓 比2 時,在 逆 變MMC 中k=-s,整 流MMC 中K=2S。若不考慮子模塊的冗余,當橋臂所需投入子模塊數(shù)為m（M）時投入所有子模塊,無須進行排序與篩選,僅在橋臂投入s（S）、k（K）個子模塊時考慮電容電壓均衡問題。

由于全橋子模塊輸出電平有3 種情況,因此逆變MMC 在確定橋臂所需投入電平數(shù)后,橋臂子模塊的組合投入方式相較于整流MMC 更加靈活,但器件的動作狀態(tài)隨之變得復雜。為減少橋臂投入子模塊數(shù)跳變時開關(guān)動作的器件數(shù)量,降低開關(guān)損耗,本文在確定逆變MMC 橋臂投入子模塊數(shù)量時,考慮單個橋臂上子模塊只有正投入組合或負投入組合狀態(tài),而不考慮包括正、負投入的混合組合狀態(tài)。

對于逆變MMC,由于s與k互為相反數(shù),即除去橋臂子模塊全部投入的情況,無論橋臂子模塊需要正投入還是負投入,投入的數(shù)量都是一致的,均為|s|。由附錄A 表A1 分析可知,可以通過橋臂電流的方向以及子模塊輸出電平判斷電容充放電狀態(tài):充電時需要投入電容電壓最小的|s|個全橋子模塊,反之需要投入電容電壓最大的|s|個全橋子模塊。需要投入的子模塊內(nèi)部的器件狀態(tài)取決于模塊的投入模式（正投入或負投入）。

由上述分析可知,通過將子模塊分為兩大組（充電組與放電組）并判斷子模塊充放電狀態(tài)便可確定各子模塊的投入狀態(tài),因此本文提出了分庫電容電壓均衡算法。針對全橋型MMC 分庫電容電壓均衡算法的流程如圖3 所示:利用“中位數(shù)的中位數(shù)”原則對各橋臂上的m個子模塊進行分庫,分為電容電壓較大A 庫與電容電壓較小B 庫,兩庫中的元素數(shù)量均為|s|；當子模塊電容需要放電時投入A 庫,充電時投入B 庫；在電容電壓波動允許的范圍內(nèi)兩庫內(nèi)元素不變,以保證在子模塊充放電狀態(tài)變化前各子模塊的投入狀態(tài)不變,從而降低開關(guān)次數(shù),一旦電壓波動范圍超過允許值則按要求重新分庫。

圖3 中,x表示逆變MMC 橋臂所需投入模塊數(shù)（x=s、k、m）,iarm表示橋臂電流,UCmin、UCmax分別為實際運行中橋臂所有子模塊電容電壓的最小值與最大值,UCmin,A、UCmax,B分別為A 庫中電容電壓的最小值與B 庫中電容電壓的最大值,UCref,max、UCref,min分別為理論設(shè)定的電容電壓最大與最小的允許值,并在運行中要求UCmin>UCref,min,UCmax

圖3 全橋型MMC 分庫電容電壓均衡算法流程Fig.3 Flow chart of partition-database capacitor voltage balancing algorithm for full-bridge MMC

為進一步控制電容電壓波動在允許的范圍內(nèi),除需檢測UCmin與UCmax外,還要關(guān)注庫內(nèi)電壓的范圍,由于A 庫中電容將工作于放電狀態(tài),因此只需對該庫中的最小值UCmin,A進行判斷,同理對于B 庫僅需關(guān)注其中的最大值UCmax,B。

對于整流MMC,由于半橋子模塊沒有負投入的狀態(tài),僅需判斷橋臂電流的方向即可判斷子模塊電容的充放電狀態(tài)。

在整流MMC 中,由于在投入S與K個子模塊時,橋臂投入的子模塊數(shù)量不同,故不能直接將某個庫全部投入,但為了充分利用分庫的優(yōu)勢,仍將各橋臂上的子模塊分為A、B 兩個庫,庫中元素個數(shù)均為S,當橋臂所需投入模塊數(shù)y=S時,根據(jù)充放電狀態(tài)將某庫全部投入,當y=K=（S+M）/2 時,由2.2 節(jié)可知,Kr,MMC=2 時有y=M-S,據(jù)此可方便選擇需要投入的子模塊:需要充電時,將用來放電的A 庫的子模塊閉鎖,其他子模塊全部投入；反之閉鎖B庫,其他子模塊全部投入。上述電容電壓均衡算法流程如圖4 所示,圖中y表示整流MMC 橋臂所需投入子模塊數(shù),其他變量含義與圖3 相同。

圖4 半橋型MMC 分庫電容電壓均衡算法流程Fig.4 Flow chart of partition-database capacitor voltage balancing algorithm for half-bridge MMC

綜上,分庫電容電壓均衡算法流程分為3 個步驟:1）劃分A、B 兩庫；2）對子模塊工作狀態(tài)進行判定；3）選擇投入的子模塊。由前述可知,該算法與本文提出的拓撲和調(diào)制策略高度適配,不僅減小了計算量,還降低了器件的開關(guān)次數(shù)。

3.2 定電壓控制策略

在附錄A 圖A3 所示的兩級升壓海上直流風電場中,需要對低、中、高3 個直流環(huán)節(jié)的電壓進行穩(wěn)定控制,分別由中壓匯集DC/DC 變換器、高壓送出DC/DC 變換器以及岸上換流站實現(xiàn)。

由于本文DC/DC 變換器采用ISOS 結(jié)構(gòu),故在設(shè)計變換器的控制策略時,不僅需要保證中壓輸入側(cè)的電壓穩(wěn)定,還需考慮各MMC-DAB 模塊的均壓問題。由文獻［24］可知,若能保證各模塊輸入均壓,輸出電壓將自動平均分配,則各模塊的輸入電壓有:

式中:l為DC/DC 變換器中MMC-DAB 模塊的數(shù)量。

將定中壓控制與輸入均壓控制相結(jié)合,提出了如附錄A 圖A4 所示的高壓送出DC/DC 變換器控制策略。定中壓控制采用雙閉環(huán)結(jié)構(gòu)輸出外移相角?,與輸入均壓控制得到的外移相角修正量Δ?1,Δ?2,…,Δ?l作 差,得 到 各 模 塊 的 外 移 相 角?1,?2,…,?l,經(jīng)過調(diào)制與電容電壓均衡控制產(chǎn)生各器件的觸發(fā)信號,實現(xiàn)高壓送出DC/DC 變換器的穩(wěn)定控制。

4 仿真驗證

為驗證本文所提出的基于MMC-DAB 模塊的ISOS 型高壓送出DC/DC 變換器的拓撲結(jié)構(gòu)、調(diào)制與控制策略的可行性,在MATLAB/Simulink 中搭建了如圖1 所示的變換器仿真模型,中壓側(cè)電壓設(shè)置為30 kV,高壓側(cè)為300 kV,額定容量為100 MW,整個變換器由5 個MMC-DAB 模塊串聯(lián)組成,單個模塊的仿真參數(shù)如附錄A 表A2 所示。

為驗證定電壓控制策略的有效性,在0.5 s 時令變換器傳輸功率由100 MW 躍變至120 MW,其傳輸功率P、中壓側(cè)電壓、各MMC-DAB 模塊輸入電壓以及隔離變壓器原、副邊電壓仿真波形如圖5所示。

圖5 DC/DC 變換器仿真波形Fig.5 Simulation waveforms of DC/DC converter

從圖5 中可以看到,當DC/DC 變換器傳輸功率變化時,中壓側(cè)電壓UMV與各MMC-DAB 模塊輸入電壓波動較小,且5 個模塊的輸入電壓也保持了較好的一致性。隔離變壓器原邊電壓upi為由12 kV、0 kV、-12 kV 構(gòu)成的三電平階梯波,逆變MMC 實現(xiàn)了從中壓側(cè)到變壓器原邊1∶2 的升壓比,同理整流MMC 也實現(xiàn)了1∶2 的升壓,驗證了本文提出的基于雙重移相的s/m調(diào)制具有升壓的功能。

為了驗證本文所提出的分庫電容電壓均衡算法對于降低開關(guān)頻率的作用,將其與傳統(tǒng)均衡算法進行比較,傳統(tǒng)算法下子模塊的開關(guān)狀態(tài)與電容電壓波動情況如附錄A 圖A5 所示。

當采用分庫均衡算法,設(shè)置UCref,min=1 430 V、UCref,max=1 570 V 和UCref,min=1 470 V、UCref,max=1 530 V 兩種情況,子模塊電容電壓波動與器件開關(guān)狀態(tài)分別如附錄A 圖A6、圖A7 所示。對比圖A5—圖A7 可知,傳統(tǒng)算法下子模塊在0.000 5 s 內(nèi)開關(guān)狀態(tài)就要改變40 次左右,實際工程中器件難以承受如此高的開關(guān)頻率,故其不適用于本文提出的調(diào)制策略。在分庫均衡算法下,子模塊的觸發(fā)脈沖幾乎與隔離變壓器的工作頻率一致,雖然電容電壓的一致性稍遜傳統(tǒng)算法,但電壓波動范圍都在5%的允許范圍內(nèi),且隨著電容電壓上、下限參考值范圍的縮小,其波動范圍減小,一致性得到提高。

為量化分析,引入平均開關(guān)頻率fave,以逆變MMC 為例,fave=Ncut,off/m,Ncut,off表示單位時間內(nèi)某一橋臂上所有器件開通與關(guān)斷的次數(shù)總和,采用不同電容電壓均衡算法下fave統(tǒng)計結(jié)果如表1 所示。

表1 不同算法下器件的平均開關(guān)頻率Table 1 Average switching frequency of devices with different algorithms

從表1 可以看出,在分庫電容電壓均衡算法下器件的平均開關(guān)頻率下降到隔離變壓器工作頻率附近,而傳統(tǒng)算法下開關(guān)頻率達到數(shù)十千赫茲。雖然在分庫電容電壓算法下子模塊電容電壓一致性稍遜傳統(tǒng)算法,但綜合考慮器件開關(guān)頻率、損耗以及電壓波動范圍,本文采用的分庫電容電壓均衡算法具有較大的優(yōu)勢。

5 結(jié)語

本文結(jié)合全直流海上風電場對大容量高壓送出DC/DC 變換器的技術(shù)需求,提出了基于MMCDAB 模塊ISOS 的復合模塊化DC/DC 變換器拓撲,得到如下結(jié)論:

1）本文提出的基于MMC-DAB 模塊的復合模塊化變換器結(jié)構(gòu),增加了拓撲靈活性和對不同電壓水平或功率等級的適應(yīng)性,尤其適用于海上風電送出等大功率、高電壓應(yīng)用場合,同時中頻變壓器額定容量減少,原、副邊電壓絕緣要求下降,大大降低了工程實現(xiàn)難度；

2）提出的基于雙重移相的s/m調(diào)制策略,配合逆變側(cè)MMC 和整流側(cè)MMC 橋臂全橋和半橋子模塊選型,賦予了變換器升壓功能,減小了隔離變壓器升壓的壓力；

3）結(jié)合調(diào)制特點提出的分庫電容電壓均衡算法,可在保持電容電壓在允許范圍內(nèi)波動的同時顯著降低開關(guān)頻率,減少開關(guān)損耗,計算量也大大減小。

本文主要目的是為海上直流風電場的高壓送出DC/DC 變換器提供一種方案,側(cè)重于理論創(chuàng)新性研究,但還未開展實驗研究和驗證。此外,本文主要考慮了變換器穩(wěn)態(tài)運行情況下的控制策略,為保證當系統(tǒng)或變換器內(nèi)部發(fā)生故障時DC/DC 變換器的安全與可靠運行,需進一步研究故障電流的限制及阻斷方法。

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