尚 盈，王 昌

1.齊魯工業(yè)大學（山東省科學院）激光研究所，山東濟南250014

2.齊魯工業(yè)大學光電工程國際化學院，山東濟南250014

隨著電力、環(huán)境、石油石化及基礎建設、要地安防等行業(yè)的快速發(fā)展，安全生產(chǎn)和邊界檢測的要求愈來愈高。在管線安全、周界防范、地震和海嘯檢測、海洋檢測勘探、井下微地震壓裂檢測等重要領(lǐng)域內(nèi)，對聲場/振動場的時空分布狀態(tài)進行測量和實時監(jiān)控的需求也越來越迫切。分布式光纖傳感器兼具傳感、傳輸功能于一體，能夠獲得物理量的空間、時間多維分布信息，是目前光纖傳感領(lǐng)域的研究熱點之一。

目前常見的分布式光纖傳感技術(shù)分為以下兩類：干涉型分布式光纖傳感技術(shù)和散射型分布式光纖傳感技術(shù)。

1 基于干涉原理的分布式光纖傳感技術(shù)

干涉儀的種類包括Michelson 光纖干涉儀、Mach-Zehnder 光纖干涉儀、Sagnac 光纖干涉儀及復合結(jié)構(gòu)干涉儀等?；谏鲜霾煌缮鎯x可形成干涉式分布光纖傳感器，這類分布式光纖傳感器具有高靈敏度的優(yōu)點，但存在著易受干擾、檢測范圍短、定位算法復雜等問題。

1.1 基于Michelson 干涉儀的分布式光纖傳感技術(shù)

Michelson 干涉儀[1]主要由3 dB 耦合器和2 個反射鏡構(gòu)成，分束后的激光通過反射鏡的反射產(chǎn)生干涉效應?；贛ichelson 干涉儀的分布式光纖傳感技術(shù)的原理如圖1 所示。激光器發(fā)出的激光經(jīng)過耦合器后一分為二，分別進入Michelson 干涉儀的信號臂和參考臂，分束后的激光分別在信號臂和參考臂光纖中傳輸，經(jīng)由反射鏡反射后在3 dB 耦合器處進行干涉。如果信號臂存在擾動信號，干涉光相位受到擾動將發(fā)生變化，通過光強的變化信息的解調(diào)完成擾動事件的檢測。

圖1 基于Michelson 干涉儀的分布式光纖傳感技術(shù)的原理圖Figure 1 Schematic diagram of distributed optical fiber sensing technology based on Michelson interferometer

2001年，Chojnacki 等[2]將脈沖光注入Michelson 干涉儀，完成了振動信號的分布式測量，采用3×3 耦合器解調(diào)技術(shù)還原外界振動信號。2011年，北京郵電大學研究人員采用基于雙Michelson 干涉儀波分復用（WDM）技術(shù)實現(xiàn)了長度為4 012 m、空間分辨率為±51 m 的檢測[3]。由于Michelson 干涉儀的分布式光纖傳感技術(shù)容易受外界干擾因素的影響，故需對干涉儀的參考臂進行有效隔聲隔振，而該技術(shù)難以實現(xiàn)多點擾動的同時測量。

1.2 基于Mach-Zehnder 干涉儀的分布式光纖傳感技術(shù)

Mach-Zehnder 干涉儀通過2 個3 dB 耦合器構(gòu)成Mach-Zehnder 結(jié)構(gòu)[4]實現(xiàn)干涉檢測?；贛ach-Zehnder 型干涉儀的分布式光纖傳感技術(shù)原理如圖2 所示。激光經(jīng)過3 dB 耦合器一分為二，分別進入到參考臂和信號臂光路，然后經(jīng)過3 dB 耦合器進行合束、干涉，產(chǎn)生干涉信號。當干涉儀的信號臂有振動信號時，相應位置的光纖會產(chǎn)生形變，進而引起相位發(fā)生改變，同時監(jiān)測相位信號實現(xiàn)振動信號的還原。

圖2 基于Mach-Zehnder 型干涉儀的分布式光纖傳感技術(shù)原理圖Figure 2 Schematic diagram of distributed optical fiber sensing technology based on Mach-Zehnder interferometer

2008年，華中科技大學研究人員采用Mach-Zehnder 干涉技術(shù)，實現(xiàn)了檢測長度為1 km、空間分辨率38 m 的分布式檢測，采用環(huán)形Mach-Zehnder 結(jié)構(gòu)實驗驗證了系統(tǒng)能夠完成多點檢測[5]。

1.3 基于Sagnac 干涉儀的分布式光纖傳感技術(shù)

Sagnac 干涉儀由耦合器和光纖環(huán)構(gòu)成，基于Sagnac 干涉儀的分布式光纖傳感技術(shù)原理[6]如圖3 所示，激光經(jīng)3 dB 耦合器后一分為二，分束光分別沿順時針和逆時針2 個方向在Sagnac 光纖環(huán)內(nèi)傳播，在耦合器相遇產(chǎn)生干涉。由于分束后的激光從3 dB 耦合器到達擾動事件點位置的時間不同，當再相遇時，在3 dB 耦合器處產(chǎn)生相位差，在干涉信號中解調(diào)出相位差即可獲取外界振動信息。

圖3 基于Sagnac 干涉儀的分布式光纖傳感技術(shù)原理圖Figure 3 Schematic diagram of distributed optical fiber sensing technology based on Sagnac interferometer

2014年，Wang[7]提出基于Sagnac 的二次FFT 算法，更加準確地獲取第一頻率陷波點，實現(xiàn)了檢測長度為41 km 、定位精度為100 m 的多點振動信號的測量。

1.4 復合型干涉儀光纖分布式傳感技術(shù)

單一干涉型光纖傳感器具有結(jié)構(gòu)簡單、靈敏度較高的優(yōu)點但同時存在定位困難、易受干擾等缺陷，為了更好地發(fā)揮干涉型光纖傳感器的優(yōu)點，相繼出現(xiàn)了雙Mach-Zehnder[8-9]、雙Sagnac[10-11]、Sagnac-Machelson[12]、Sagnac-Mach-Zehnder[13-14]、雙Machelson 等復合型結(jié)構(gòu)。

基于雙Mach-Zehnder 光纖干涉儀的原理[15]如圖4 所示，該系統(tǒng)包含1 個光源及2 個探測器，光纜中3 根等長的光纖形成2 個對稱的Mach-Zehneder 干涉儀，當干涉臂A、B 上有外界擾動信號產(chǎn)生時，由擾動信號引起的干涉光沿相反方向傳輸，探測器1 和2 分別獲取2個具有一定延時的光強波動信號。2011年，清華大學Xie 等[16]提出了基于雙Mach-Zehnder干涉儀的均方差預測理論（MSE），提高了定位精度。

圖4 雙Mach-Zehnder 光纖干涉儀原理圖Figure 4 Schematic diagram of dual Mach-Zehnder fiber interferometer

2 基于后向散射技術(shù)的分布式光纖傳感技術(shù)

2.1 基于拉曼散射的分布式溫度傳感技術(shù)

1928年，印度科學家拉曼首次發(fā)現(xiàn)了光波在被散射后頻率發(fā)生改變的現(xiàn)象（后被稱為拉曼效應，拉曼散射）[17]，因此榮獲1930年的諾貝爾物理學獎，從此開啟了人們對拉曼散射的深入研究。2016年，Bazzo[18]對傳統(tǒng)拉曼分布式光纖溫度傳感器的低通特性進行了研究，顯著降低了溫度測量值的抖動，并提出了一個去卷積算法，提高了分布式拉曼溫度傳感系統(tǒng)的空間分辨率，與1m 空間分辨率相比，其分辨率增益高達6 倍。

2.2 基于布里淵散射的分布式光纖傳感技術(shù)

基于布里淵散射的分布式光纖傳感器能夠?qū)崿F(xiàn)溫度和應變的同時檢測，基于布里淵散射的分布式光纖傳感技術(shù)測量精度高、單次測量信息獲取效率高，科研人員對布里淵技術(shù)進行了廣泛、深入的研究。

當前，基于布里淵散射的分布式光纖傳感技術(shù)按照工作原理可以分為以下四類：布里淵光時域反射技術(shù)（BOTDR）、布里淵光時域分析技術(shù)（BOTDA）、布里淵光頻域分析技術(shù)（BOFDA）及布里淵相關(guān)連續(xù)波技術(shù)（BOCDA）。

1989年，日本NTT 的Horiguchi 等[19-20]提出了一種基于BOTDA 的光纖無損檢測技術(shù)，主要利用到受激布里淵的放大特性，系統(tǒng)結(jié)構(gòu)示意圖如圖5 所示。激光器1 和2 分別從傳感光纖兩端注入并相向傳播[21]。其中激光器1 是頻率為v1的脈沖泵浦光，激光器2 是頻率為v2的連續(xù)探測光，且當2 個激光器的頻率差v2?v1等于布里淵頻移vB時，強脈沖泵浦光放大弱連續(xù)光信號，實現(xiàn)受激布里淵信號的放大。

圖5 BOTDA 原理圖Figure 5 Schematic diagram of BOTDA

在BOTDR 和BOTDA 研究初期，系統(tǒng)的空間分辨率難以滿足實際工程中高精度的要求，而隨著技術(shù)的發(fā)展，現(xiàn)已研制出cm 量級的BOTDA 系統(tǒng)[22]。

與BOTDR 相比，BOTDA 為了增強布里淵散射，用傳輸方向相反的兩束激光使傳感信號強度得到了受激增大，提高了溫度、應變的測量精度，因而系統(tǒng)測量范圍更大。然而，BOTDA系統(tǒng)采用雙端輸入且光路較復雜，系統(tǒng)成本略高，尤其雙端泵浦-探測結(jié)構(gòu)限制了該方案的應用。

BOFDA 是Ghafoori-Shiraz 等[23]在1985年提出的一種光纖無損檢測技術(shù)，它是分布式布里淵光纖傳感器頻域?qū)崿F(xiàn)方案的技術(shù)基礎，其原理結(jié)構(gòu)圖如圖6 所示。將頻率不同的連續(xù)光注入傳感光纖兩端，并且調(diào)諧探測光νS與泵浦光νP的頻差?ν=νS?νP等于布里淵頻移vB。為了得到傳感光纖復合基帶傳輸函數(shù)，首先用可變頻率fm的信號源調(diào)制探測光的幅值，然后對于每一個調(diào)制信號頻率fm，同時檢測注入光纖的探測光強度IS(L) 和泵浦光強度IP(L,t)，利用網(wǎng)絡分析儀獲取傳感光纖的基帶傳輸函數(shù)，最后通過頻域分析法進行空間定位。

圖6 光頻域分析技術(shù)原理圖Figure 6 Schematic diagram of optical frequency domain analysis technology

相較于BOTDR 和BOTDA，BOFDA 能夠獲取的信噪比及動態(tài)范圍更高，而BOFDA的空間分辨率和傳感距離分別由頻率掃描的范圍和頻率掃描步長決定，所以BOFDA 想要獲得更高的性能指標，需要的測量時間也較長。

BOCDA 方案是由日本東京大學電子工程系的Hotate 等[24]提出的，基本原理結(jié)構(gòu)圖如圖7 所示。在布里淵相關(guān)連續(xù)波技術(shù)中，正弦調(diào)制泵浦光與探測光的頻率，沿傳感光纖長度方向產(chǎn)生周期性的相關(guān)峰，相鄰相關(guān)峰之間的間距可表達為

圖7 布里淵相關(guān)連續(xù)波方案原理圖Figure 7 Schematic diagram of Brillouin related continuous wave scheme

式中：fm是調(diào)制頻率；νg是光波的群速度。

相關(guān)峰的位置隨著調(diào)制頻率fm的改變而改變，進而完成分布式測量。布里淵相關(guān)連續(xù)波方案采用連續(xù)波進行探測，該技術(shù)的測量速度大于基于脈沖探測的方案。該方案可獲得的空間分辨率較高，但由于需要保證一次測量中傳感光纖上只能存在一個相關(guān)峰，其傳感距離較短。

2.3 基于瑞利散射的分布式光纖傳感技術(shù)

當外界物理場環(huán)境（如聲波、振動、溫度、應變等）以及光纖線路的損耗、連接點和斷點作用在傳感光纖上某位置時，傳感光纖中的彈光效應和熱光效應導致了該位置的傳感光纖的散射單元長度和折射率發(fā)生改變，從而引起該位置的后向瑞利散射光相位發(fā)生改變，傳感光纖瑞利散射光的相位發(fā)生變化會導致傳輸?shù)教綔y器的瑞利散射光相位差發(fā)生變化，引起檢測到后向瑞利散射光強變化。

基于瑞利散射的分布傳感技術(shù)包括OTDR、Φ-OTDR、POTDR、COTDR 等，如表1 所示。采用強度解調(diào)方式的OTDR 和POTDR 雖然具有定位精確、信號算法簡單等優(yōu)點，但需多次平均以提高信號的信噪比，因而導致系統(tǒng)的測量頻率響應和靈敏度都難以提高；采用相位解調(diào)方式的Φ-OTDR 僅實現(xiàn)了探測光脈沖寬度范圍內(nèi)不同散射點之間的后向瑞利散射光干涉信號的相位解調(diào)，信號的信噪比不高；相位解調(diào)方式的COTDR 采用本振光與后向瑞利散射光干涉，光路及解調(diào)算法較復雜且對激光器性能要求較高。

表1 基于瑞利散射的分布式光纖傳感技術(shù)Table 1 Distributed optical fiber sensing technology based on Rayleigh scattering

2.3.1 OTDR 技術(shù)

OTDR 技術(shù)采用大功率的光脈沖注入傳感光纖，然后在同一端直接檢測沿光纖軸向向后傳輸?shù)娜鹄⑸涔夤β省Ｆ湓砣鐖D8 所示，將脈沖激光輸入待測光纖，因為光纖中的散射光功率正比于入射點的光功率，所以使用光電探測器檢測傳感光纖長度方向傳輸?shù)南蚝笕鹄⑸涔夤β蔥25]，就可獲取沿光纖路徑上的傳輸信息[26]，通過檢測脈沖到達光電探測器的時間，就可以獲得光纖發(fā)生事件的位置信息。光時域反射計技術(shù)經(jīng)常應用于光纖衰減、連接損耗、破裂點和裂紋的測量。1976年，Jensen[27]首次提出了后向瑞利散射用于測量光纖傳輸衰減特性，后向瑞利散射技術(shù)在連接損耗、熔接和斷點的測量方面得到了大力推廣。

圖8 OTDR 原理圖Figure 8 Schematic diagram of OTDR

2.3.2 Φ-OTDR 技術(shù)

Φ-OTDR 的光源為窄線寬激光器，探測光脈寬內(nèi)散射點之間的后向瑞利散射光干涉信號，是一種不同于OTDR 的新型分布式光纖傳感技術(shù)[28]，基本原理圖如圖9 所示。強相干性的脈沖光通過環(huán)形器注入到傳感光纖，當外界干擾信號作用在傳感光纖某個位置區(qū)時，在此區(qū)域光纖內(nèi)的折射率變化引起后向瑞利散射光的相位隨之發(fā)生改變，從而導致后向瑞利散射干涉信號發(fā)生變化。傳感光纖上干擾信號的位置是由輸入光脈沖信號與接收到的信號之間的時延差決定的。

圖9 Φ-OTDR 原理圖Figure 9 Schematic diagram of Φ-OTDR

1993年，Taylor 等[29]提出了相位敏感型的OTDR（Φ-OTDR）技術(shù)，能夠?qū)崿F(xiàn)光纖弱折射率變化的檢測，因此大大提高了OTDR 系統(tǒng)的檢測靈敏度。2010年，Lan 等[30]提出了基于外差探測方案的移動平均、差分的算法，降低了隨機噪聲并突出瑞利散射曲線差異，實現(xiàn)了探測范圍為1 km、空間分辨率為5 m 的分布式測量。

2011年，哈爾濱工程大學呂月蘭[31]從理論分析和實驗驗證了折射率、激光頻率和脈寬變化時對Φ-OTDR 波形的影響機理；中科院上海光機所潘政清等[32]通過數(shù)字相干探測實現(xiàn)了瑞利散射光的相位實時解調(diào)。2012年，Qin[33]等為了提高系統(tǒng)性能，在系統(tǒng)中采用保偏器件實現(xiàn)了振動位置信號信噪比為7.6 dB、空間分辨率為1 m 的測量，并將系統(tǒng)的頻響提高到2.25 kHz。中科院上海光機所梁可楨[34]等在相位敏感光時域反射計的研究中采用了維納濾波、數(shù)字相干檢測技術(shù)，完成了傳感范圍為5 km、空間分辨率為5 m 的檢測。2013年，天津大學安陽[35]等為了解決系統(tǒng)的偏振衰落現(xiàn)象，提出了基于瓊斯矩陣的雙光束干涉相位敏感OTDR 方案，實現(xiàn)了檢測長度為5 km、空間分辨率為20 m、信噪比為9.5 dB 的測試。

2014年，北京航空航天大學李勤[36]等通過對系統(tǒng)的定位機制的研究，提出了一種基于功率譜的定位方法，完成了檢測長度為9 km、空間分辨率為100 m、信噪比為19.4 dB 的測試。電子科技大學彭正譜等[37]利用前向的一階拉曼放大及外差檢測，將系統(tǒng)的傳感距離提升至103 km，空間分辨率提升至15 m；中科院上海光機所潘政清等[38]在傳統(tǒng)的Φ-OTDR 基礎上，在聲光調(diào)制器進行脈沖調(diào)制之前加入電光調(diào)制器，并將傳統(tǒng)的Φ-OTDR 中的單位光散射周期分割成4 個頻率的光，得到4 倍于傳統(tǒng)Φ-OTDR 的頻響；電子科技大學彭飛等[39]為了提高檢測距離，采用相干探測技術(shù)、分布式拉曼放大技術(shù)相結(jié)合的方案實現(xiàn)了空間分辨率為8 m 情況下的131.5 km 超長距離的檢測。

2015年，山東省科學院激光研究所Wang 等[40]提出了基于Φ-OTDR 的自相干方案，通過3×3 耦合器解調(diào)算法解調(diào)出不同強度的聲波信號，該信號的強度正比于事件信號強度；南方科技大學Wu 等[41]用扁平光纖作為傳感器，提高了Φ-OTDR 的SNR 達35 dB，實現(xiàn)檢測范圍為1.2 km，空間分辨率為5 m；東華大學Zhan[42]通過降低激光器的線寬和溫度補償?shù)姆桨?，實現(xiàn)檢測范圍為16 km，空間分辨率為6 m，SNR 為16 dB。

2016年，上海交通大學Yang 等[43]通過相位補償方案降低Φ-OTDR 的檢測長度，在傳感光纖30 km 處的瑞利散射事件信號SNR 達8 dB；北京航空航天大學Zhong 等[44]研究了脈沖寬度以及脈沖光的峰值功率對Φ-OTDR 系統(tǒng)參數(shù)的影響。南京大學Zhang 課題組[45]提出了同時檢測應變和振動的Φ-OTDR 方案，通過激光器的掃頻實現(xiàn)應變的檢測，固定某一頻率實現(xiàn)了振動信號的檢測，在時間序列內(nèi)的OTDR 光強信號對光纖位置逐點進行快速傅里葉變換（FFT），得到了光纖位置處的振動信號的頻譜，在距離為9 km 的傳感光纖上實現(xiàn)的空間分辨率為2 m，應變測試精度為10 nε。

2018年，Wang 等[46]提出了基于Φ-OTDR 的分布式聲波傳感，分析了其線性特性，利用Golay 編碼解調(diào)了單脈沖響應，有效消除了相干衰落并提高了傳感信號的信噪比。2019年，Lin 和Rao 等[47]通過理論推導解釋了相干衰落現(xiàn)象，并通過自由度選擇的方式建立獨立探測信道來抑制衰落現(xiàn)象。

2019年，Zhang 等[48]設計了相敏光時域反射計（Φ-OTDR）和拉曼光時域反射計（ROTDR）的一個混合分布式系統(tǒng)，可以同時重建沿傳感光纖的聲場和溫度場，實現(xiàn)了長度為12 km、溫度不確定度為0.95?C、線性度為R2= 0.998 6 以及正弦振動頻率為100 Hz 的同步測量。

2021年，Yu 等[49]提出了一種基于Φ-OTDR 和邁克爾遜干涉儀的分布式光纖振動傳感系統(tǒng)，實現(xiàn)了沿傳感光纖同時檢測多個振動并正確解調(diào)振動波形、頻率、位置和幅度，實現(xiàn)了6 000 m 處背景噪聲電平為?32 dB、SNR 為28.09 dB 的測量。

2.3.3 COTDR 技術(shù)

COTDR 采用穩(wěn)定性較高的強相干光源[50-52]，檢測系統(tǒng)本振光與后向瑞利散射光的干涉信號實現(xiàn)分布式測量。COTDR 原理結(jié)構(gòu)如圖10 所示，穩(wěn)定性較高的窄線寬激光器發(fā)出連續(xù)光。耦合器將激光分成兩束：一束光經(jīng)過聲光調(diào)制器（AOM）調(diào)制脈沖光序列，脈沖光序列通過一個光環(huán)形器后注入到被測光纖；另一束光作為本振光。脈沖光序列在被測光纖中產(chǎn)生后向瑞利散射信號，后向瑞利散射信號通過光環(huán)形器進入一個耦合器與本振光形成外差相干，通過探測器檢測干涉信號，解調(diào)出中頻信號的功率，完成分布式傳感測試。

圖10 COTDR 原理結(jié)構(gòu)圖Figure 10 Schematic diagram of COTDR

1982年，英國電信實驗室Healey 和Mayleon[53]首次提出基于外差相干的OTDR 系統(tǒng)，將峰值為5 μW、波長為1.52 μm 的功率光脈沖注入到長度為30 km 的探測光纖實現(xiàn)了全光纜的測量，這標志著COTDR 的誕生。

2010年，加拿大Ottwa 大學Bao 團隊[54]提出對后向散射光與參考光產(chǎn)生的拍頻信號進行鎖相解調(diào)的方法，實現(xiàn)了空間分辨率為5 m、最高測量頻率為1 kHz 的測量。2015年，俄羅斯Leonid 等[55]提出了COTDR 改進型的統(tǒng)計模型，能夠獲得后向瑞利散射信號的幅值、相位信息，并分析了幅值的譜特性、自相關(guān)特性以及相位信息的相關(guān)特性。2016年，上海交通大學何祖源團隊[56]指出COTDR 中的本振光與后向瑞利散射光干涉會產(chǎn)生相位噪聲，用輔助參考點進行相位噪聲補償實現(xiàn)了傳感長度為30 km、空間分辨率為10 m 的測量。電子科技大學饒云江[57]團隊提出了基于90?光混頻器的I/Q 零差解調(diào)檢測的COTDR 方案，本振光與后向瑞利散射光分別注入90?光混頻器生成精確的I/Q 信號，此方法有利于消除偏振衰落帶來的影響，實現(xiàn)了傳感范圍為12.56 km、空間分辨率為10 m 的系統(tǒng)測試。2017年，中科院上海光機所葉青、蔡海文團隊[58]提出了基于相位解調(diào)雙脈沖的COTDR 方案，設計了時延可調(diào)的邁克爾遜干涉，將聲光調(diào)制器調(diào)制后的脈沖光變化為0/π 相位交替變化的雙脈沖，分別接受奇偶序列實現(xiàn)擾動信號的解調(diào)，實現(xiàn)了正弦、方波以及三角波信號的解調(diào)，信噪比達20 dB，在長度為9.6 km 的傳感范圍內(nèi)實現(xiàn)了高達0.5 MHz 的擾動信號的解調(diào)。2020年，Chen 等[59]提出了一種基于全數(shù)字正交相位碼脈沖的相干光時域反射計（COTDR）方案。用具有頻移和時移的全數(shù)字正交相位編碼脈沖作為探測光，此方案僅需單通道檢測，實驗表明在長度為15.4 km 的光纖上可以較好地恢復波形信息。

在上述諸多COTDR 方案里，一般都需要后向瑞利散射光與本振光的卷積，激光器頻率穩(wěn)定性在COTDR 系統(tǒng)中是非常重要的。探測光信號在被測光纖中往返需要一定的時間，在此時間內(nèi)本振光的頻率發(fā)生了改變，導致外差中頻信號發(fā)生改變。如果頻率改變較大，中頻信號跳到帶通濾波器通帶以外會導致探測光信號的丟失，影響系統(tǒng)的測量精度。

2.3.4 POTDR 技術(shù)

POTDR 技術(shù)是一種測量光背向瑞利散射信號中偏振信息的技術(shù)，可用于測量沿光纖長度方向的光纖中的偏振態(tài)分布，進而完成分布式光纖傳感檢測。目前，POTDR 技術(shù)采用線偏振光測量的方法，為了保證最大注入光纖光功率，POTDR 系統(tǒng)需要偏振控制器，為了完成某偏振態(tài)光功率的檢測，系統(tǒng)一般還需起偏器和檢偏器[60-61]。

POTDR 系統(tǒng)的兩種測試結(jié)構(gòu)如圖11 和12 所示，兩種測試結(jié)構(gòu)的不同之處在于起偏器件和檢偏器件的使用位置。將起偏器件和檢偏器件與傳感光纖直接連接，這種結(jié)構(gòu)不僅實現(xiàn)了對注入光起偏，而且還實現(xiàn)了后向瑞利散射光檢偏。如圖12 所示，將起偏器放置于環(huán)形器的端口1 處，而檢偏器放置在環(huán)形器的端口3 處。

圖11 POTDR 方案1Figure 11 POTDR scheme 1

圖12 POTDR 方案2Figure 12 POTDR scheme 2

當振動信號作用在光纖上時，光纖的折射率變化導致了雙折射效應，從而改變了光纖振動點處的光偏振態(tài)，振動點位之后的光纖內(nèi)的光偏振基本保持發(fā)生振動以后的偏振態(tài)。后向瑞利散射是彈性散射，散射點的偏振態(tài)保持不變。當振動信號發(fā)生后，振動前后的偏振態(tài)的光強將發(fā)生變化，POTDR 通過對比后向瑞利散射光強的變化就能分析出光纖所受振動的位置，完成分布式振動傳感的測量。

1981年，Rogers[59]首次將POTDR 技術(shù)應用于場分布測量領(lǐng)域。在POTDR 系統(tǒng)里，如果傳感光纖周圍同時有多個振動信號產(chǎn)生，傳感光纖后面的振動信號產(chǎn)生的偏振態(tài)變化有較大的幾率會浸沒在首個振動信號處的偏振態(tài)變化里，因此POTDR 系統(tǒng)有可能無法實現(xiàn)多點振動信號同時發(fā)生時的多點定位。此外，光的偏振特性非常容易受到檢測環(huán)境中隨機因素的影響，從而導致POTDR 系統(tǒng)測量不穩(wěn)定，所以如何保持光信號還未注入傳感光纖時偏振態(tài)的穩(wěn)定是POTDR 技術(shù)急需解決的關(guān)鍵問題。

2.3.5 復合型分布式光纖傳感技術(shù)

2.3.5.1 并聯(lián)復合型分布式光纖傳感技術(shù)

并聯(lián)復合型分布式光纖傳感技術(shù)是指將Michelson、Mach-Zehnder、Sagnac 等光纖干涉儀與Φ-OTDR 系統(tǒng)并聯(lián)連接結(jié)合。兩套系統(tǒng)獨立運行，其中光纖干涉儀負責解調(diào)外界擾動事件信息的時頻信息（幅值、相位、頻率等相關(guān)信息）；Φ-OTDR 系統(tǒng)完成位置信息的解調(diào)。

2014年，重慶大學肖向輝[63]等為了實現(xiàn)高頻響和高空間分辨率的同時測量，提出了基于Michelson 干涉技術(shù)與Φ-OTDR 技術(shù)相結(jié)合的分布式測量方法，Michelson 干涉儀負責還原高頻率信號，后向瑞利散射信號負責定位振動信號，該系統(tǒng)分別為Michelson 干涉儀和Φ-OTDR 系統(tǒng)提供了不同光波長的連續(xù)光和脈沖光。在本方案的實驗結(jié)果中，系統(tǒng)完成了最大頻響為8 MHz、空間分辨率為2 m 的振動信號還原。

2016年，北京交通大學Liang[64]等提出了相位敏感光時域反射計（Φ-OTDR）和邁克爾遜干涉儀（MI）相結(jié)合的方案以降低報警率（NAR）；Φ-OTDR 和MI 采用波分復用的方式進行工作，Φ-OTDR 提供位置信息，MI 干涉儀進行頻域分析；通過Φ-OTDR 和MI 同時檢測到實際干擾時才會提供真實的報警。實驗發(fā)現(xiàn)，通過單個OTDRNAR 可以從13.5% 降低到1.2%，檢測概率高達92%。天津大學Shi[65]利用兩個不同波長的窄線寬激光器作為Φ-OTDR和Mach-Zehnder 干涉儀（MZI）的光源組成反射儀和干涉儀，Φ-OTDR 完成事件的定位功能，MZI 實現(xiàn)事件頻率的解調(diào)，實現(xiàn)了1～50 MHz 寬頻率的檢測，在2.5 km 檢測范圍內(nèi)實現(xiàn)了20 m 的空間分辨率的檢測。

2.3.5.2 串聯(lián)復合型分布式光纖傳感技術(shù)

串聯(lián)復合型分布式光纖傳感技術(shù)是指Michelson、Mach-Zehnder、Sagnac 等光纖干涉儀與Φ-OTDR 系統(tǒng)串聯(lián)連接結(jié)合的技術(shù)，兩套系統(tǒng)合二為一，協(xié)調(diào)運行。通過脈沖光的時間以及解調(diào)后向瑞利散射光的相位信息的解調(diào)，實現(xiàn)外界振動事件時頻信息（幅值、相位、頻率）和位置的檢測。

2000年，Posey 和Johnson[66]等提出了后向散射技術(shù)與干涉儀技術(shù)復合型分布式光纖傳感系統(tǒng)，實現(xiàn)了光纖不同位置處的后向瑞利散射光干涉，完成了干涉光的相位解調(diào)，實現(xiàn)了檢測長度為400 m 的傳感實驗。2004年，美國海軍研究實驗室進一步研究改進復合型干涉分布式光纖傳感系統(tǒng)[67]，完成了光纖長度為180 m 的測試，實現(xiàn)了在長度為10 m 的傳感光纖上不同頻率（分別為800 Hz、1 000 Hz 和1 200 Hz）的振動信號解調(diào)，并還原了振動信號的幅度值。

2013年，南安普頓大學的Masoudi 等[68]利用非平衡Mach-Zehnder 干涉儀，在距離為1 km 的范圍內(nèi)實現(xiàn)了不同位置處不同頻率的動態(tài)應變測量，最小可探測應變?yōu)?0 nε，并報道了該系統(tǒng)對聲波的響應能力，相比之前的Φ-OTDR，其傳感性能邁進了一大步。

2015年，中國科學院半導體研究所Fang 等[70]提出了基于相敏光時域反射計（Φ-OTDR）和相位生成載波解調(diào)算法的分布式光纖傳感方案。在系統(tǒng)的接收端引入了不平衡的邁克爾遜干涉儀，含有擾動信號的后向瑞利散射光將在邁克爾遜干涉儀里產(chǎn)生干涉。利用相位載波解調(diào)算法解調(diào)出瑞利散射信號的相位信息，通過試驗測得Φ-OTDR 系統(tǒng)的噪聲電平約為3×10?3rad/Hz，信噪比約為30.45 dB，且Φ-OTDR 系統(tǒng)實現(xiàn)了傳感長度為10 km、空間分辨率為6 m 的實時測量。

近幾年來，研究人員將后向瑞利散射分布傳感技術(shù)與干涉儀技術(shù)相結(jié)合，提出了并聯(lián)、串聯(lián)復合型分布式光纖傳感技術(shù)，兩種技術(shù)的對比如表2 所示。

表2 復合型光纖分布式傳感技術(shù)Table 2 Composite optical fiber distributed sensing technology

3 結(jié) 語

本文詳細闡述了國內(nèi)外分布式傳感技術(shù)的研究進展，重點分析了OTDR、Φ-OTDR、POTDR、COTDR 以及復合型分布式光纖傳感技術(shù)的基本原理及技術(shù)優(yōu)缺點。隨著分布式光纖傳感技術(shù)在傳感距離和傳感精度上的突破，其在周界安防、石油電力、大型結(jié)構(gòu)等領(lǐng)域的安全監(jiān)控方面將發(fā)揮愈發(fā)重要的作用。