榮飛，潘烙，徐爽，楊光源，周詩嘉

(1. 湖南大學電氣與信息工程學院，長沙410082；2. 中國南方電網(wǎng)超高壓輸電公司檢修試驗中心，廣州510663；3. 南方電網(wǎng)科學研究院，廣州510663)

0 引言

隨著化石能源匱乏和環(huán)境污染問題日趨嚴重，新能源發(fā)電技術受到廣泛關注，同時風電在電網(wǎng)中的滲透率也不斷提高[1]。由于風機容量的不斷擴大，風電變流器受開關器件的耐壓等級的限制，目前多采用多電平的形式來實現(xiàn)大功率風機并網(wǎng)[2]。文獻[3]采用了一種三電平背靠背二極管鉗位型變流器，實現(xiàn)了中壓風機并入三相交流電網(wǎng)。由于電平數(shù)較少，若要實現(xiàn)中高壓需要額外接入變壓器，從而增加了系統(tǒng)體積和成本[4]。文獻[5]搭建了基于級聯(lián)H橋(cascaded H-bridge，CHB)的多電平直驅永磁風力發(fā)電系統(tǒng)，CHB通過將多個耐壓等級低的H橋串聯(lián)起來實現(xiàn)高壓輸出，安裝、維護簡單。但每個子模塊都需要配備獨立的直流電源，且需設計相應容量的多繞組移相變壓器，成本和系統(tǒng)體積太大。文獻[6]采用背靠背模塊化多電平變流器(back-to-back MMC，BTB-MMC)實現(xiàn)了直驅永磁風機并網(wǎng)。MMC是近年研究出的一種新型多電平拓撲。與傳統(tǒng)兩電平和三電平變流器相比，MMC具有輸出電壓等級高、功率器件應力低、冗余性好、可拓展性強的特點，無需變壓器即可直接并網(wǎng)，已廣泛應用于中、高壓場合[7]。但MMC低頻時存在子模塊電容電壓波動問題，可通過高頻注入法和功率通道法解決該問題，前者會增加器件電流應力和系統(tǒng)損耗，后者會增加控制復雜度[8 - 10]。

文獻[11]實現(xiàn)了基于模塊化多電平矩陣變流器(modular multilevel matrix converter，M3C)的直驅永磁風力發(fā)電系統(tǒng)，M3C將常規(guī)的矩陣變流器中的全控雙向功率器件替換成了全橋子模塊串聯(lián)而成的橋臂，也具有模塊化多電平的特點，但內部環(huán)流通路較多，控制比較復雜[12]。

文獻[13]提出了一種新型大容量模塊化多電平六邊形變流器。H-MMC結合了MMC和M3C的優(yōu)點：具有模塊化的結構的特點，便于生產、安裝和維護；拓展性強，可通過改變子模塊數(shù)量擴展至任意容量、電平數(shù)和電壓等級，而且無需額外增加變壓器即可并入交流電網(wǎng)；與BTB-MMC和M3C相比，橋臂數(shù)量減少一半，只需要6個橋臂就可以實現(xiàn)兩個頻率不同、幅值不同的交流系統(tǒng)能量的交換，而且省去了中間的直流環(huán)節(jié)，不存在直流故障問題。文獻[14]比較了H-MMC與BTB-MMC橋臂能量波動情況，結果表明H-MMC在低頻工況下優(yōu)勢更明顯，因此非常適用于中壓風力發(fā)電系統(tǒng)。

文獻[15]通過H-MMC將3.3 kV、5 MW直驅永磁風機并入10 kV交流電網(wǎng)，采用了載波移相(carrier phase shift，CPS)的調制方式，需要對所有橋臂上的子模塊進行單獨的PI穩(wěn)壓控制，增加了處理器負擔[16]；在橋臂電流跟蹤上采用雙PR控制器，對機側和網(wǎng)側兩種不同的頻率分量分別進行了跟蹤，但由于要配合多組PI調節(jié)器，PR參數(shù)難以整定，控制比較復雜，降低了系統(tǒng)的動態(tài)性能。文獻[17]研究了在電網(wǎng)電壓跌落至原來的40%后，通過利用H-MMC子模塊分布式電容作為緩沖抑制無功二倍頻波動、抑制負序電流波動和抑制有功二倍頻波動，從而保證器件不會過流，在電網(wǎng)故障消除后能夠在0.2 s內達到穩(wěn)態(tài)。

基于以上問題，本文將采用基于無差拍電流控制的方式，不用考慮機側頻率和網(wǎng)側頻率的影響，能夠對橋臂電流進行快速跟蹤；再配合最近電平逼近調制方式，通過排序法免去了單個子模塊電容電壓平衡的控制，降低了系統(tǒng)控制復雜度。

1 系統(tǒng)拓撲結構與數(shù)學模型

基于H-MMC的風力發(fā)電系統(tǒng)如圖1所示，系統(tǒng)包括一個六邊形變流器，該變流器由6個相同的橋臂組成，每個橋臂由N個全橋子模塊和1個電感L串聯(lián)而成。永磁同步發(fā)電機三相A、B、C 和電網(wǎng)的三相 U、V、W 交替地連接到相鄰兩橋臂連接點上。

圖1 基于H-MMC的風力發(fā)電系統(tǒng)結構圖Fig.1 Structure diagram of wind power generation system based on H-MMC

將H-MMC每個橋臂上的級聯(lián)子模塊等效為一個電壓源，忽略機側的濾波電容Cf和網(wǎng)側的濾波電感Lf，則上述系統(tǒng)可以等效為如圖2所示的簡化電路。

圖2 H-MMC簡化電路Fig.2 Simplified circuit of H-MMC

圖2中，vx、ix(x=1,2,3,…,6)分別為6個橋臂上的電壓和電流，vmi、imi(i=1,2,3)分別為機側A、B、C三相電壓和電流，vgj、igj(j=1,2,3)分別為網(wǎng)側U、V、W三相電壓和電流，vst為中性點電壓。

根據(jù)基爾霍夫電壓定律可以得出各橋臂電壓與機側、網(wǎng)側電壓之間的數(shù)學關系為：

(1)

再根據(jù)網(wǎng)孔電流法分析可得各橋臂電流與機側、網(wǎng)側電流之間的數(shù)學關系為：

(2)

表1 風力發(fā)電系統(tǒng)不同變流器之間的對比Tab.1 Comparison among different converters of wind power system

式中icir為橋臂環(huán)流。

由式(1)和式(2)可知，橋臂電壓中包含機側頻率電壓分量、網(wǎng)側頻率電壓分量以及中性點電壓分量；橋臂電流含有機側頻率電流成分、網(wǎng)側頻率電流成分和環(huán)流，因此若要對該風電系統(tǒng)進行控制，則需要對各成分分別進行相應分析計算。

2 H-MMC與已有變流器的比較

變流器是風力發(fā)電系統(tǒng)的重要組成部分，根據(jù)風力發(fā)電機輸出電壓等級不同，將變流器分為低壓和中壓變流器，適用于1 kV以下的變流器為低壓變流器，適用于1～35 kV的變流器為中壓變流器。表1為風力發(fā)電系統(tǒng)不同變流器之間的對比。

如表1所示，H-MMC適用于中壓場合，與已有的變流器相比，只需6個橋臂即可實現(xiàn)AC/AC變換，無需升壓變壓器，成本較低。此外，H-MMC的低頻特性優(yōu)勢明顯，器件的電壓應力較低，通過多電平技術提高等效開關頻率從而實現(xiàn)較好的輸出電能質量。

3 控制策略

3.1 MPPT控制

為提高風能利用率，對風機采用最大功率跟蹤(MPPT)控制。轉速參考值ωref(K)可以通過式 (3) 計算得到。

(3)

式中：ωref(K)為轉速參考值；λs為最佳葉尖速比；v(K)為當前時刻風速；R為風機葉片半徑。

對風機采用id=0的控制方式，即將d軸分量參考值imd_ref(K)設為0，q軸分量參考值imq_ref(K)通過將參考轉速和實際轉速作差后經(jīng)過一個PI調節(jié)器得到：

(4)

式中：ω(K)為風機實際轉速；KP1、KI1分別為第1個PI控制器的比例系數(shù)和積分系數(shù)。

機側三相參考電流imi_ref(K)可由dq軸參考電流imd_ref(K) 、imq_ref(K)進行dq/abc變換得到。

3.2 網(wǎng)側控制

由于網(wǎng)側電壓為一恒定值，當外界風速波動的情況下，風機的輸出功率也會產生波動，需要實時調整網(wǎng)側電流以滿足有功平衡。

同理，網(wǎng)側電流也先控制dq軸電流igd、igq，本文采用網(wǎng)側功率因數(shù)為1的運行控制方式，即q軸電流參考值igq_ref(K)為0。d軸電流參考值igd_ref(K)可通過將子模塊電容電壓參考值和所有橋臂電容電壓平均值作差經(jīng)過一個PI控制器得到：

(5)

式中：UC_ref(K)為子模塊電容電壓參考值；UC_av(K)為變流器所有子模塊電容電壓平均值；KP2、KI2分別為第2個PI控制器的比例系數(shù)和積分系數(shù)。

3.3 子模塊電容電壓均衡控制

文獻[15]指出，變流器橋臂x中常量功率Px_const會造成橋臂能量累積，需要注入常數(shù)環(huán)流和中性點電壓來補償系統(tǒng)無功，將其控制為0，具體為：

(6)

式中：Pm、Pg分別為風機發(fā)出的有功和電網(wǎng)吸收的有功，Qm、Qg分別為風機發(fā)出的無功功率和電網(wǎng)吸收的無功功率。

當電網(wǎng)吸收的無功為0時，則注入的常數(shù)環(huán)流參考量icir1_ref以及中性點電壓參考量vst_ref滿足：

(7)

圖3為H-MMC簡化等效電路。因此，式(7)中的icir1_ref(K)與中性點電壓參考值vst_ref(K)可以通過控制奇、偶橋臂間的有功功率得到，具體如式(8)—(9)所示。

圖3 H-MMC簡化等效電路Fig.3 Simplified equivalent circuit of H-MMC

(8)

(9)

式中：UC1,3,5_av(K)、UC2,4,6_av(K)分別為第K個控制周期變流器奇數(shù)橋臂和偶數(shù)橋臂電容電壓的平均值；KP3、KI3、KP4、KI4分別為第3個PI控制器和第4個PI控制器的比例系數(shù)和積分系數(shù)。

實際系統(tǒng)中，橋臂環(huán)流中除了直流分量icir1外，還存在交流分量icir2。這是由于系統(tǒng)運行時，橋臂的能量總是會存在偏差，在控制奇數(shù)橋臂和偶數(shù)橋臂能量平衡的基礎上，還需控制各個橋臂子模塊電容電壓平衡。本文采用注入交流環(huán)流的方法，其交流分量參考值icir2_ref(K)為：

(10)

式中：vbx(K)為橋臂x的輸出電壓；UCx_av(K)為橋臂x子模塊電容電壓的平均值；KP5為第5個P控制器的比例系數(shù)。

將環(huán)流直流分量參考值與交流分量參考值相加即可得到總的環(huán)流參考值icir_ref(K)。

icir_ref(K)=icir1_ref(K)+icir2_ref(K)

(11)

3.4 橋臂電流無差拍控制

無差拍控制的思路為：根據(jù)系統(tǒng)的反饋信號和狀態(tài)方程以及下一控制周期的輸出參考量來計算下一時刻的開關狀態(tài)。具有一拍即達的特性，能夠實現(xiàn)快速跟蹤。將計算得到的機側電流參考值和網(wǎng)側電流參考值以及環(huán)流參考值代入式(2)，計算出橋臂電流參考值。

(12)

圖4 風電系統(tǒng)直接AC/AC并網(wǎng)控制框圖Fig.4 Control block diagram AC/AC connection grid of wind power system

式中：ix_ref(K)為第K個控制周期橋臂x的電流參考值；imi_ref(K)為第K個控制周期機側A、B、C三相電流參考值；igj_ref(K)為第K個控制周期網(wǎng)側U、V、W三相電流。

為了進一步提高控制準確性，對ix_ref進行預測，第K+1個控制周期的橋臂電流參考值ix_ref(K+1)為：

ix_ref(K+1)=2ix_ref(K)-ix_ref(K-1)

(13)

根據(jù)式(12)和式(13)，對橋臂電流進行無差拍跟蹤控制，代入式(1)后可得：

(14)

式中：vx_ref(K)為第K個控制周期橋臂x的電壓參考值；T為控制周期；vmi(K)為第K個控制周期機側A、B、C三相電壓，通過實際測量得到；vgj(K)為第K個控制周期網(wǎng)側U、V、W三相電壓，由式(15)得到。

本文采用最近電平逼近的調制方式得到各個橋臂上子模塊的控制信號，同時通過排序法可實現(xiàn)單個子模塊電容電壓的平衡。圖4為本文所提風電系統(tǒng)直接AC/AC并網(wǎng)的總體控制框圖。

式中：vg1,2(K)、vg2,3(K)、vg3,1(K)為網(wǎng)側U、V、W三相之間的線電壓。

4 仿真分析

為了驗證本文所提出的控制方法的有效性，本節(jié)根據(jù)MHI Vestas的V164- 10MW海上風電機組參數(shù)，在MATLAB/Simulink中搭建了如圖1所示的基于H-MMC的10 MW直驅式永磁同步風力發(fā)電系統(tǒng)模型。仿真參數(shù)如表2所示。

表2 仿真參數(shù)Tab.2 Simulation parameters

4.1 穩(wěn)態(tài)仿真

在額定風速下進行穩(wěn)態(tài)仿真分析，分別采用無差拍(deadbeat)控制方法和雙PR控制的仿真結果如圖5所示。

圖5 穩(wěn)態(tài)仿真結果Fig.5 Steady state simulation results

圖5(a)—(d)分別為兩種控制方法下的機側電流和網(wǎng)側電流，幅值分別為2 601 A、810.1 A。當采用雙PR控制時，機、網(wǎng)側電流諧波畸變率分別為4.14%、8.81%。當采用無差拍控制時，傅里葉分析可知，其諧波畸變率分別為1.01%、2.18%，相比電流諧波畸變率分別減少了3.13%和6.63%，滿足電網(wǎng)并網(wǎng)標準(總諧波畸變率≤5%)?？梢娫陬~定風速下采用無差拍控制風機并網(wǎng)質量優(yōu)于傳統(tǒng)控制方法。

圖5(e)、(f)分別為兩種控制方法下的橋臂電流跟蹤情況。橋臂電流幅值為2 080 A，采用雙PR控制時瞬時最大跟蹤偏差為150 A，采用無差拍控制時最大偏差為100 A，相比減小了50 A，因而無差拍控制具有更高的控制精度。

圖5(g)、(h)分別為兩種控制方法下的橋臂1上子模塊電容電壓。采用雙PR控制時，子模塊電容電壓在2 600～2 250 V內波動，紋波為14%；采用無差拍控制時，子模塊電容電壓在2 580～2 370 V內波動，紋波為8.4%，相比減少了5.6%。

4.2 動態(tài)仿真

為觀察風速發(fā)生突變時，兩種控制方法下的動態(tài)跟蹤性能，設定在t=0.3 s時風速從額定風速在0.025 s內下降到11.3 m/s，對系統(tǒng)進行動態(tài)仿真分析，結果如圖6所示。

圖6 動態(tài)仿真結果Fig.6 Dynamic simulation results

圖6(a)、(b)分別為兩種方法下風機輸出功率和電網(wǎng)吸收功率。兩種方法下，輸入、輸出功率基本都維持在10 MW左右。但分析結果可知，采用無差拍控制時的功率波動略小，表明系統(tǒng)損耗較低。

圖6(c)—(f)分別為風速變化時兩種控制方法下的機側電流和網(wǎng)側電流。風速變化后，幅值分別為1 461 A、346.8 A。當采用雙PR控制時，機、網(wǎng)側電流諧波畸變率分別為3.92%、15.53%。采用無差拍控制時，傅里葉分析可知，其諧波畸變率分別為1.42%、4.42%，相比電流諧波畸變率分別減少了2.5%和11.11%。由此可以看出無差拍控制應對外界干擾能力比較強，受機側頻率變化影響較小。

圖6(g)、(h)分別為風速變化時兩種控制方法下的橋臂電流跟蹤情況。風速變化后，橋臂電流幅值為1 100 A，采用雙PR控制時瞬時最大跟蹤偏差為150 A，采用無差拍控制時最大偏差為65 A。從中可以看出采用無差拍控制方法，風速發(fā)生變化后，其跟蹤誤差也會明顯減小以達到高跟蹤精度，但傳統(tǒng)控制方法下，跟蹤誤差基本不變，從而導致系統(tǒng)輸入功率降低后，輸出電流諧波含量較大。因而無差拍控制具有更高的控制精度。

5 結語

隨著風機裝機容量的不斷增大，對其并網(wǎng)變流控制提出了更高的要求。H-MMC低頻特性優(yōu)勢明顯，但國內外鮮有研究將H-MMC應用于風力發(fā)電領域。本文在現(xiàn)有研究基礎上提出了將無差拍電流控制應用于基于H-MMC的直驅式永磁同步發(fā)電系統(tǒng)。通過分析橋臂電流、電壓和機側與網(wǎng)側之間的耦合關系，設計出了無差拍的橋臂電流內環(huán)和橋臂電壓的電壓外環(huán)。與雙PR控制方法相比，簡化了系統(tǒng)控制復雜度，而且無差拍不受兩側交流頻率波動的影響，因此在風速波動的情況下也能快速響應。另一方面，將無差拍控制與NLM調制方式相結合，能夠實現(xiàn)在開關頻率低的情況下仍能保持諧波含量少。需要說明的是，無差拍控制受參數(shù)影響較大，因而需要進行相應的模型預測，筆者所在實驗室將會對此進行進一步研究。