廖文良，林再法，羅大慶，陳 林，洪劍鋒，陳文薌，沈漢鑫

(1.集美大學(xué)理學(xué)院，福建 廈門 361021；2.廈門大學(xué)航空航天學(xué)院，福建 廈門 361102；3.廈門理工學(xué)院 機(jī)械與汽車工程學(xué)院，福建 廈門 361024；4.廈門理工學(xué)院光電與通信工程學(xué)院，福建 廈門 361024)

感應(yīng)式無線電能傳輸(inductive power transmission，IPT)系統(tǒng)采用感應(yīng)耦合技術(shù)將能量無線傳輸?shù)截?fù)載，具有安全、環(huán)保、方便等優(yōu)點(diǎn)，近年來已被廣泛應(yīng)用于無線電能量傳輸[1-4]，尤其是電動(dòng)汽車[5-6]的充電應(yīng)用.IPT系統(tǒng)在原理上可看作一個(gè)松散耦合的變壓器系統(tǒng)[7]，通過一對(duì)線圈構(gòu)成磁耦合鏈路，將能量從一次側(cè)傳遞到二次側(cè)[8].由于松散耦合變壓器的磁化電感比漏電感小得多，初次級(jí)之間的耦合能力非常弱，導(dǎo)致無功功率高、效率和輸出功率低.為了解決這一問題，在一次側(cè)和二次側(cè)回路中采用諧振網(wǎng)絡(luò)來補(bǔ)償漏電感所引起的無功功率[9].無功補(bǔ)償方法已有許多文獻(xiàn)進(jìn)行了詳細(xì)研究，如串聯(lián)-串聯(lián)、串聯(lián)-并聯(lián)、并聯(lián)-串聯(lián)、并聯(lián)-并聯(lián)[10-11]4種基本拓?fù)?，以及電?電容-電感[12]、電感-電感-電容[13]等混合補(bǔ)償拓?fù)?這些工作改善了松散耦合變壓器的漏電感問題，使IPT系統(tǒng)能夠在穩(wěn)定的條件下正常工作.

然而，IPT系統(tǒng)的實(shí)際應(yīng)用場景較為復(fù)雜，是一個(gè)變參數(shù)系統(tǒng)，如負(fù)載變化、線圈不對(duì)準(zhǔn)、氣隙變化等.參數(shù)變化會(huì)導(dǎo)致諧振網(wǎng)絡(luò)頻率漂移，造成變換器與諧振網(wǎng)絡(luò)之間失諧，效率和輸出功率下降[14-15].采用鎖相環(huán)(phase-locked loop，PLL)進(jìn)行頻率跟蹤是解決失諧問題的主要方法[16-17].通過PLL，系統(tǒng)可以很好地跟蹤頻率，但是由于諧振網(wǎng)絡(luò)與變換器之間存在強(qiáng)耦合，為了保證軟開關(guān)條件，系統(tǒng)開關(guān)狀態(tài)的變化只能在初級(jí)電流過零點(diǎn)處進(jìn)行，這在很大程度上增加了開關(guān)控制策略的難度[18].

輸出功率控制是IPT系統(tǒng)中非常重要的一項(xiàng)工作[19]，目前主要采用頻率控制[20]和移相控制[21]兩種控制方法.由于變換器與諧振網(wǎng)絡(luò)之間的強(qiáng)耦合，這些輸出功率控制方法在實(shí)際應(yīng)用場景下可能會(huì)導(dǎo)致系統(tǒng)失去軟開關(guān)條件.因此，這些方法仍然存在諸如高電應(yīng)力和開關(guān)損耗等問題[22-23].

本文提出一種將能量傳輸過程分為能量注入和自由諧振(independently inductive energy injection and free resonance，IIEIFR)兩種工作模式的變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu).在能量注入模式中，將初級(jí)電感從諧振網(wǎng)絡(luò)中隔離出來，并獨(dú)立地與輸入電源連接，輸入電源獨(dú)立地對(duì)初級(jí)電感注入能量.在自由諧振模式中，電感切斷與輸入電源的連接，并與初級(jí)補(bǔ)償電容連接，構(gòu)成初級(jí)諧振補(bǔ)償回路，實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)自由諧振.基于這種控制策略的變換器拓?fù)?，輸入電源與諧振網(wǎng)絡(luò)之間被完全解耦，具有以下兩個(gè)優(yōu)點(diǎn)：1) 輸入電源對(duì)系統(tǒng)能量注入的節(jié)拍不再受諧振頻率的約束，可消除無功功率并解決頻率跟蹤難和系統(tǒng)失諧的問題；2) 在能量注入模式中，能量被獨(dú)立注入到電感中，采用基于模態(tài)時(shí)間調(diào)節(jié)的輸出功率控制方法，通過調(diào)節(jié)能量注入時(shí)間對(duì)輸出功率進(jìn)行控制，實(shí)現(xiàn)輸出功率控制不受諧振網(wǎng)絡(luò)的影響，解決了IPT系統(tǒng)輸出功率控制難的問題.

1 拓?fù)渑c建模

IIEIFR的IPT系統(tǒng)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示，其中：UDC為輸入電源；iB為母線電流；T為初級(jí)線圈與次級(jí)線圈構(gòu)成的松散耦合變壓器；L1為初級(jí)線圈電感，L2為次級(jí)線圈電感,初級(jí)與次級(jí)之間的耦合系數(shù)為k；ip和is分別為初級(jí)線圈和次級(jí)線圈的電流；Cs為次級(jí)諧振電容,與L2構(gòu)成串聯(lián)諧振補(bǔ)償回路；R為負(fù)載電阻；uo為負(fù)載兩端電壓；S1和S2為金屬氧化物半導(dǎo)體場效應(yīng)晶體管(MOSFET)或絕緣柵雙極型晶體管(IGBT)，S1、S2不能同時(shí)導(dǎo)通；D1和D2分別為S1和S2的體二極管，D0為反回流二極管；Cp為初級(jí)諧振電容，但它沒有直接與L1組成初級(jí)補(bǔ)償回路，是否與L1連接取決于S2的導(dǎo)通情況；控制器用于控制系統(tǒng)運(yùn)行，并根據(jù)電壓傳感器的輸出信號(hào)U與電流傳感器的輸出信號(hào)I產(chǎn)生開關(guān)控制信號(hào)g1和g2，分別控制S1和S2的導(dǎo)通與截止.

圖1 IIEIFR IPT系統(tǒng)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 System topology structure of IIEIFR IPT

系統(tǒng)工作時(shí)分為3個(gè)模態(tài)：當(dāng)S1導(dǎo)通時(shí)，S2截止，L1被連接到UDC，產(chǎn)生母線電流iB，初級(jí)線圈被獨(dú)立地注入能量，這個(gè)模態(tài)稱為能量注入模態(tài).當(dāng)S1截止，S2導(dǎo)通時(shí)，L1被連接到Cp，與Cp構(gòu)成并聯(lián)諧振補(bǔ)償回路，系統(tǒng)開始自由諧振，這個(gè)模態(tài)稱為自由諧振模態(tài).系統(tǒng)自由諧振時(shí)，UDC與諧振回路隔離，母線電流iB=0.當(dāng)S1與S2都截止時(shí)，L1既沒有與UDC連接，也沒有與Cp連接，初級(jí)回路沒有電流流過，這個(gè)模態(tài)稱為截止模態(tài).能量注入模態(tài)與自由諧振模態(tài)中，能量通過松散耦合變壓器送往次級(jí)，而在截止模態(tài)中，沒有能量傳輸.為了提高效率，截止模態(tài)可以被取消掉.

將圖1中松散耦合變壓器T用變壓器T型等效模型替換，可得到IIEIFR的IPT系統(tǒng)T型等效模型，如圖2所示，其中Lp和LS分別為初級(jí)和次級(jí)的漏感，Lm為勵(lì)磁電感.

圖2 IIEIFR的IPT系統(tǒng)的T型等效模型Fig.2 T type equivalent model of IIEIFR IPT

假設(shè)初級(jí)線圈與次級(jí)線圈匝數(shù)相同(n1=n2)，電感相同(L1=L2=L)，根據(jù)松散耦合變壓器理論，有如下關(guān)系：

(1)

其中，M為耦合電感，k為耦合系數(shù).

當(dāng)S1截止、S2導(dǎo)通時(shí)，UDC斷開與L1的連接，停止向系統(tǒng)注入能量，iB為0.此時(shí)L1通過S2與初級(jí)諧振電容Cp相連，形成諧振網(wǎng)絡(luò)，系統(tǒng)進(jìn)入自由諧振模態(tài).由于系統(tǒng)已經(jīng)諧振，所以圖2可進(jìn)一步用阻抗模型描述，如圖3所示.

圖3 自由諧振模態(tài)系統(tǒng)的等效模型Fig.3 Equivalent model of free resonant modal system

圖3中，Zr為次級(jí)反射到初級(jí)的等效阻抗，Zp為初級(jí)回路阻抗，具體計(jì)算為：

(2)

整理式(2)，可得：

(3)

(4)

2 模態(tài)分析

雖然IIEIFR的IPT系統(tǒng)工作過程由3個(gè)模態(tài)組成，但為了保證模態(tài)轉(zhuǎn)換過程中系統(tǒng)處于軟開關(guān)工作環(huán)境，需要在能量注入模態(tài)與自由諧振模態(tài)之間、自由諧振模態(tài)與截止模態(tài)之間分別插入一個(gè)過渡模態(tài).因此，IIEIFR的IPT系統(tǒng)在工作時(shí)可細(xì)分為5個(gè)工作狀態(tài).圖 4是系統(tǒng)工作狀態(tài)轉(zhuǎn)換圖，圖中每一個(gè)工作狀態(tài)都用帶圈的數(shù)字標(biāo)識(shí)，狀態(tài)之間的轉(zhuǎn)換順序用箭頭標(biāo)識(shí)，有流過電流的電路和元件用黑實(shí)線標(biāo)識(shí)，無電流流過的電路和元件用虛線標(biāo)識(shí).

圖4 系統(tǒng)工作狀態(tài)轉(zhuǎn)換圖Fig.4 System working state transition diagram

為了更直觀地進(jìn)行分析，將ip、iB、ucp以及S1、S2的驅(qū)動(dòng)電壓的波形放在圖 5中.作為參照，圖 4中的各個(gè)狀態(tài)相應(yīng)地被標(biāo)識(shí)在圖 5中.

圖5 S1、S2的驅(qū)動(dòng)電壓和ip、iB、ucp的波形Fig.5 Waveform of driving voltage for S1,S2 and ip,iB,ucp

結(jié)合圖4和5，下面對(duì)5個(gè)工作狀態(tài)進(jìn)行分析：

狀態(tài)①[t0,t1)，這個(gè)狀態(tài)為能量注入模態(tài)，此時(shí)S1導(dǎo)通、S2截止，UDC與L1相連，Cp與L1隔離.在這個(gè)狀態(tài)中，UDC通過S1獨(dú)立地向L1注入能量，iB與ip線性地上升，初級(jí)電感的磁場能量增加.在該模態(tài)中電容處于隔離狀態(tài)，ucp維持在截止模態(tài)時(shí)的電壓.在狀態(tài)①中，一部分能量通過耦合被送往次級(jí).根據(jù)圖2，可列出狀態(tài)①的回路方程：

(5)

從圖5可以看到在t0時(shí)刻有ip(t0)=0，為了分析方便，假設(shè)t0=0.結(jié)合圖 2和式(1)，可得到方程(5)的初始條件為：

(6)

利用式(6)的初始條件求解式(5)，可解得初級(jí)回路電流ip為

θ1),

(7)

其中：

(8)

考慮到在大多數(shù)使用場合中，如電動(dòng)汽車充電系統(tǒng)，IPT系統(tǒng)的耦合系數(shù)都很低(k<0.3)[24]，式(7)中的第2項(xiàng)和第3項(xiàng)可以忽略.因此，式(7)可簡化為

(9)

式(9)表明在狀態(tài)①(能量注入模態(tài))中，L1中的電流從0開始線性上升，其上升斜率取決于UDC與初級(jí)電感L1.假設(shè)t0=0，t1-t0=τ，則在能量注入模態(tài)結(jié)束時(shí)，初級(jí)線圈中的電流為

(10)

根據(jù)式(10)，在能量注入模態(tài)結(jié)束時(shí)，注入系統(tǒng)的能量為

(11)

式(11)表明，注入系統(tǒng)的能量只與能量注入時(shí)間τ有關(guān)，因此可以通過調(diào)節(jié)τ對(duì)系統(tǒng)功率進(jìn)行控制.

狀態(tài)②[t1,t2)，在這個(gè)狀態(tài)中S1、S2均截止，UDC斷開與L1的連接，iB下降為0，D2導(dǎo)通為ip續(xù)流.D2導(dǎo)通后，初級(jí)電容Cp與L1連接在一起形成諧振，為進(jìn)入自由諧振模態(tài)做好了準(zhǔn)備.因此，這個(gè)狀態(tài)是系統(tǒng)從能量注入模態(tài)轉(zhuǎn)向自由諧振模態(tài)中的過渡狀態(tài).在這個(gè)狀態(tài)中，因?yàn)閁DC停止了對(duì)初級(jí)線圈的能量注入，ip正弦式地下降.

為了讓系統(tǒng)進(jìn)入完整的自由諧振模態(tài)，就必須在合適的時(shí)候?qū)⊿2以保證ip能夠雙向流動(dòng).由圖5可知，ip的過零點(diǎn)Tp2是一個(gè)關(guān)鍵點(diǎn).在[t1，Tp2]區(qū)間內(nèi)ip均大于0，D2導(dǎo)通.D2的導(dǎo)通為S2提供了一個(gè)軟開關(guān)導(dǎo)通的條件，因此可以定義Tp2-t1為S2的導(dǎo)通時(shí)間裕度Tm1.在Tm1中選擇合適的時(shí)刻t2導(dǎo)通S2，為ip提供雙向流動(dòng)的通道，就可在軟開關(guān)條件下將系統(tǒng)由能量注入模態(tài)轉(zhuǎn)入到自由諧振模態(tài).

狀態(tài)③[t2,t3)，在這個(gè)狀態(tài)中S2處于導(dǎo)通狀態(tài)，系統(tǒng)正式進(jìn)入自由諧振模態(tài).當(dāng)諧振槽中的能量下降到一定程度后，繼續(xù)維持諧振的意義已經(jīng)不大，需要將系統(tǒng)由自由諧振模態(tài)轉(zhuǎn)換到截止模態(tài).本文中以Cp兩端的電壓作為系統(tǒng)退出自由諧振模態(tài)的評(píng)價(jià)參數(shù)，當(dāng)Cp電壓ucp下降到UDC后，系統(tǒng)退出自由諧振并轉(zhuǎn)入截止模態(tài).

狀態(tài)④[t3，Tp4)，當(dāng)ucp幅值達(dá)到UDC后，在t3時(shí)刻關(guān)斷S2.S2被關(guān)斷后，ip反向流動(dòng)的通道被截?cái)?，無法反向流動(dòng)，為系統(tǒng)進(jìn)入截止模態(tài)做好準(zhǔn)備，因此這個(gè)狀態(tài)是系統(tǒng)由自由諧振模態(tài)轉(zhuǎn)向截止模態(tài)的過渡模態(tài).由于在自由諧振模態(tài)中，磁場能量與電場能量相互轉(zhuǎn)換，簡單的關(guān)斷S2可能會(huì)產(chǎn)生過大的電應(yīng)力，因此如何正確的選擇t3非常重要.

由圖 5可知，在Tp3時(shí)刻ucp的幅值接近UDC，系統(tǒng)可以退出自由諧振模態(tài).也就是說t3應(yīng)該選擇在Tp3之后關(guān)斷S2.Tp3時(shí)刻對(duì)應(yīng)ip的過0點(diǎn)，之后ip維持正向流動(dòng)一直到另一個(gè)過0點(diǎn)Tp4.在[Tp3，Tp4]中，D2都處于導(dǎo)通狀態(tài).定義Tp4-Tp3為S2的關(guān)斷時(shí)間裕度Tm2，在Tm2內(nèi)S2滿足軟開關(guān)操作條件.因此，可在Tm2內(nèi)選擇t3關(guān)斷S2，讓系統(tǒng)進(jìn)入退出自由諧振模態(tài)的過渡模態(tài).

S2被關(guān)斷后，ip依然可以通過D2繼續(xù)流動(dòng).這個(gè)過程中電感中的磁場能量減少，電容中的電場能量增加.當(dāng)時(shí)間到達(dá)Tp4后，ip下降到0.Tp4之后，ip缺少反向流動(dòng)的通道，電容中的電場能量無法反向傳輸，因此ip=0且ucp維持在-UDC上，系統(tǒng)轉(zhuǎn)入截止模態(tài).

狀態(tài)⑤[Tp4，t4)，這個(gè)狀態(tài)就是截止模態(tài)，S1和S2都被關(guān)斷，ip=0；ucp=-UDC.

顯然，自由諧振模態(tài)是由狀態(tài)②、③和④組成，可放在一起分析.在區(qū)間[t1，t4]內(nèi)，系統(tǒng)可用圖3所示自由諧振模態(tài)等效模型表示，根據(jù)文獻(xiàn)[23,25]所采用的分析方法，ip的解為

ip=Ipme-α tsin(ωt+θ),

(12)

其中,α=2L/R，ω由式(4)確定,而幅值Ipm和相位角θ是兩個(gè)未知數(shù)，需要求解.利用式(12)，可得以下方程：

(13)

設(shè)t1=0，則在t1時(shí)刻有ip(0)=ip(t1)=ip(τ)·ucp(0)=-UDC.將這初值代入式(13)，可求解出這兩個(gè)未知數(shù)為：

(14)

3 實(shí)驗(yàn)平臺(tái)

為了驗(yàn)證本文提出的電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和理論分析，根據(jù)圖1搭建了一個(gè)IPT系統(tǒng),如圖6所示.其中，控制器以STM32處理器為核心組成.為了減少對(duì)次級(jí)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的影響，負(fù)載電阻采用無感電阻.實(shí)驗(yàn)平臺(tái)其他主要元器件參數(shù)列在表1中.

圖6 系統(tǒng)實(shí)驗(yàn)平臺(tái)Fig.6 System experiment platform

表1 元件參數(shù)Tab.1 Component parameters

初級(jí)和次級(jí)線圈的結(jié)構(gòu)相同，如圖7所示.其結(jié)構(gòu)為：線圈基底為環(huán)氧樹脂板，在基底上放射狀地排布鐵氧體片(型號(hào)PC40)作為磁芯，在磁芯上用利茲線(直徑500 mm×0.1 mm)繞成線圈，最后在線圈上面蓋上有機(jī)玻璃板做防護(hù)層，其幾何尺寸如表2所述.初級(jí)線圈和次級(jí)線圈構(gòu)成一個(gè)松散耦合變壓器進(jìn)

圖7 初級(jí)和次級(jí)線圈的結(jié)構(gòu)圖Fig.7 Structure of primary and secondary coils

表2 線圈幾何尺寸

行無線能量的傳遞，兩者之間的互感耦合系數(shù)k隨著發(fā)射接收線圈之間空隙距離d的變化而發(fā)生改變，采用驛生勝利科技的LCR儀VC4091(中國、深圳)對(duì)搭建的磁耦合系統(tǒng)進(jìn)行測量，線圈電感量為640 μH，品質(zhì)因數(shù)值為300.圖8為耦合系數(shù)與發(fā)射接收線圈之間空隙距離的關(guān)系曲線，可見當(dāng)d從5 cm變化到21 cm 時(shí)，k從0.52變化到0.08.電動(dòng)汽車無線充電作業(yè)中，k值的變化范圍為0.10～0.33[26]，本實(shí)驗(yàn)所搭建的耦合系統(tǒng)涵蓋這一范圍，能夠正確地反映電動(dòng)汽車無線充電的實(shí)際情況.

圖8 耦合系數(shù)與氣隙間距的關(guān)系Fig.8 Coupling coefficient versus air gaps

4 仿真及實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

4.1 特性驗(yàn)證

在UDC=100 V，τ=50μs，R=20 Ω，k=0.3的條件下，對(duì)圖1所示的拓?fù)溥M(jìn)行仿真和實(shí)驗(yàn)，其中仿真軟件為Saber Sketch，實(shí)驗(yàn)中所用示波器為SDS1104CFL(中國,鼎陽)；功率分析儀為WT500(日本，YOKOGAWA)，元器件的參數(shù)值與表1一致, 仿真結(jié)果與圖5一致.實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖9所示，由于示波器輸入端口數(shù)有限，只能顯示S1和S2驅(qū)動(dòng)電壓波形以及ip和iB波形.

圖9 實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig.9 Experiment result

[t0,t1)區(qū)間為系統(tǒng)的能量注入模態(tài)，ip線性上升，在t1時(shí)刻達(dá)到峰值.能量注入模態(tài)結(jié)束后(t1之后)，系統(tǒng)進(jìn)入自由諧振模態(tài).[t1,T4]區(qū)間是系統(tǒng)自由諧振模態(tài).S2導(dǎo)通時(shí)刻t2處于T2與t1之間，即處于軟導(dǎo)通時(shí)間裕度Tm1之中.S2關(guān)斷時(shí)刻t3處于T3與T4之間，即處于軟關(guān)斷時(shí)間裕度Tm2之中.由圖9可知，實(shí)驗(yàn)結(jié)果與理論波形相吻合.

圖10為S2軟開關(guān)工作條件實(shí)驗(yàn)結(jié)果.其中iS2為流過S2的電流曲線，US2為S2的壓降曲線.由于示波器探頭共地的問題，S1壓降曲線不能與S2壓降曲線同時(shí)被采集下來.雖然圖 10中沒有顯示S1的控制信號(hào)，但從它對(duì)其他波形干擾的波形分析，依然可以看出S1導(dǎo)通和關(guān)斷的時(shí)刻.從圖10中可以看到，S2管壓降的特點(diǎn)為：在能量注入模態(tài)期間[t0,t1)為UDC；在截止模態(tài)(S1、S2均截止，[T4,t0))期間，由于寄生參數(shù)的作用產(chǎn)生寄生振蕩；在自由諧振模態(tài)期間為0.進(jìn)一步可以看到，S2的導(dǎo)通時(shí)刻t2、關(guān)斷時(shí)刻t3都處于自由諧振模態(tài)中，其壓降都為零，因此它的開關(guān)時(shí)刻都處于零電壓軟開關(guān)調(diào)節(jié).

圖10 S2軟開關(guān)條件實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig.10 Experiment results of S2 soft switching conditions

4.2 功率控制

為了驗(yàn)證所搭建的IPT系統(tǒng)功率控制能力，在不同條件下進(jìn)行功率測試實(shí)驗(yàn)和效率分析,如圖11所示.

圖11 輸出功率與能量注入時(shí)間之間的關(guān)系Fig.11 The relationship between output power energy and injection time

圖11(a)和(b)為UDC=100 V，R=20 Ω時(shí)，不同耦合系數(shù)k條件下，輸出功率和傳輸效率與能量注入時(shí)間之間關(guān)系的實(shí)驗(yàn)結(jié)果.輸出功率與能量注入時(shí)間之間接近線性關(guān)系.當(dāng)k=0.2時(shí)，能量注入時(shí)間由30 μs 增加到50 μs時(shí)，實(shí)際輸出功率從21.76 W增加到53.96 W；相同條件下，隨著k的增大，實(shí)際輸出功率基本保持不變，偏差在8%以內(nèi)，傳輸效率為83%～89%.通過實(shí)驗(yàn)和理論計(jì)算表明，輸出功率P主要與能量注入時(shí)間相關(guān)，符合式(11)，與耦合系數(shù)相關(guān)性不大.

圖11(c)為UDC=100 V，k=0.5時(shí)，不同負(fù)載條件下，輸出功率與能量注入時(shí)間之間關(guān)系的實(shí)驗(yàn)結(jié)果,可見輸出功率與能量注入時(shí)間接近線性關(guān)系.當(dāng)R=10 Ω時(shí)，能量注入時(shí)間由30 μs增加到50 μs時(shí)，實(shí)際輸出功率從23.77 W增加到55.86 W；相同條件下，隨著負(fù)載的增大，實(shí)際輸出功率基本保持不變，偏差在1%以內(nèi)，不同負(fù)載的實(shí)際輸出功率曲線接近重合.通過實(shí)驗(yàn)和理論計(jì)算表明，輸出功率主要與能量注入時(shí)間相關(guān)，符合式(11)，與負(fù)載相關(guān)性小.

圖11(d)是在R=20 Ω，k=0.5，不同輸入電壓條件下輸出功率與能量注入時(shí)間之間關(guān)系的實(shí)驗(yàn)結(jié)果，輸出功率與能量注入時(shí)間接近線性關(guān)系.當(dāng)UDC=100 V時(shí)，能量注入時(shí)間由30 μs增加到50 μs時(shí)，實(shí)際輸出功率從23.84 W增加到56.47 W；相同條件下，隨著輸入電壓的增大，輸出功率與能量注入時(shí)間基本保持線性關(guān)系.通過實(shí)驗(yàn)和理論計(jì)算表明，輸出功率主要與能量注入時(shí)間相關(guān)，符合式(11).

5 結(jié) 論

本文提出了一種應(yīng)用于IPT系統(tǒng)的變換器，該變換器采用能量獨(dú)立注入與自由諧振兩種模式的控制策略.通過這種策略，能量傳輸過程可被分為能量注入與自由諧振兩個(gè)獨(dú)立的過程，因此由該變換器組成的IPT系統(tǒng)具有以下特點(diǎn)：1) 變換器與諧振網(wǎng)絡(luò)解耦，在能量注入模態(tài)中輸入電源可獨(dú)立地向初級(jí)電感注入能量，能量注入過程不受其他因素影響，而且可通過控制能量注入時(shí)間控制輸出功率.2) 自由諧振模態(tài)中可規(guī)劃出兩個(gè)對(duì)開關(guān)進(jìn)行操作的時(shí)間裕度，這兩個(gè)時(shí)間裕度可保證變換器的開關(guān)處于軟開關(guān)操作條件.

仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了在能量注入模態(tài)中電源獨(dú)立地向初級(jí)電感注入能量、在自由諧振模態(tài)中輸入電源被隔離、諧振網(wǎng)絡(luò)獨(dú)立地進(jìn)行自由諧振的理論分析；所采用的控制策略能夠保證開關(guān)管在系統(tǒng)模態(tài)轉(zhuǎn)換過程中都處于軟開關(guān)工作條件.通過不同耦合系數(shù)、不同負(fù)載、不同輸入電壓環(huán)境下的實(shí)驗(yàn)結(jié)果證實(shí)了理論分析的正確性，輸出功率與耦合系數(shù)、負(fù)載相關(guān)性小，可通過控制能量注入時(shí)間的長短，獨(dú)立地對(duì)輸出功率進(jìn)行控制.