孫如英 ,韓榮蒼 ,盧忠亮 ,陳慶虎

(1.臨沂大學(xué) 電子工程系,山東 臨沂 276000;2.武漢大學(xué) 電子信息學(xué)院,湖北 武漢 430072;3.江西理工大學(xué) 信息工程學(xué)院,江西 贛州 341000)

分支線定向耦合器是最常用的微波無源器件之一,這類耦合器的特點(diǎn)是兩個(gè)輸出端口提供了一對(duì)幅度相等、相位正交的兩路信號(hào),因此它們通常用于微波平衡放大器、調(diào)制器、鏡頻抑制混頻器和微波整流器等常用電路[1-5],以實(shí)現(xiàn)良好的回波損耗及對(duì)雜散信號(hào)的高效抑制。多頻段定向耦合器是設(shè)計(jì)多頻段無線通信系統(tǒng)的關(guān)鍵部件,是提高多波段通信系統(tǒng)電磁波能量傳輸效率的有效途徑。雙頻分支線定向耦合器的結(jié)構(gòu)和設(shè)計(jì)方法有多種,利用T 形傳輸線(Transmission Line,TL)[6-8]、π 形TL[9-11]和耦合線[12-14]均可實(shí)現(xiàn)雙頻設(shè)計(jì),這三類方案在工程中比較常用。另外,通過端口擴(kuò)展[15-17]技術(shù)和左右手傳輸線[18-19]也可實(shí)現(xiàn)雙頻工作,但分析方法更為復(fù)雜。在工藝上,定向耦合器一般采用平面印刷電路結(jié)構(gòu)。然而,由于印刷電路板線寬(決定阻抗大小)的限制,大多數(shù)雙頻耦合器[6-19]實(shí)現(xiàn)的頻率比(fH/fL)都小于4(其中fH和fL分別是耦合器上、下工作頻帶的中心頻率)。低fH/fL比不足以滿足某些工業(yè)應(yīng)用,例如4G 長(zhǎng)期演進(jìn)(LTE)移動(dòng)通信系統(tǒng)和工業(yè)科學(xué)與醫(yī)學(xué)(ISM)頻帶,它們分別需要在700,1800,2600,3600 MHz (4G-LTE)頻段和900,2400,5800 MHz (ISM)頻段下工作。所以,在這種情況下,設(shè)計(jì)fH/fL=3600/700=5.14 和fH/fL=5800/915=6.34 的大頻率比雙頻微波器件是很有必要的。

本文提出了將階梯阻抗傳輸線等效為λ/4 傳輸線的設(shè)計(jì)理念,建立了模型和傳統(tǒng)的λ/4 傳輸線之間的等價(jià)關(guān)系,分析了階梯阻抗傳輸線的雙頻工作原理,并給出了大頻率比雙頻工作時(shí)的傳輸線阻抗和頻率比的關(guān)系。根據(jù)以上理論,設(shè)計(jì)了一款頻率比為6.34 的雙頻分支線定向耦合器,并開展了全波仿真研究和實(shí)驗(yàn)研究,實(shí)驗(yàn)結(jié)果均驗(yàn)證了設(shè)計(jì)理念的正確性和可行性。

1 工作原理分析

1.1 奇偶模分析

本文提出的大頻率比雙頻定向耦合器等效電路如圖1(a)所示,圖1(b)為傳統(tǒng)的單頻定向耦合器的結(jié)構(gòu)圖。在圖1(a)中采用了階梯阻抗傳輸線替代傳統(tǒng)耦合器的λ/4 主傳輸線,其中階梯阻抗傳輸線的特性阻抗分別為Z1、Z2、Z3和Z4,電長(zhǎng)度均為θ,通過合理設(shè)計(jì)階梯阻抗的阻抗值可調(diào)節(jié)兩個(gè)工作頻點(diǎn)的頻率比,從而實(shí)現(xiàn)雙頻特性。

圖1 定向耦合器電路結(jié)構(gòu)圖Fig.1 Equivalent circuit of the directional coupler

將階梯阻抗傳輸線視為等效λ/4 傳輸線,采用奇偶模分析法對(duì)其進(jìn)行等效分析,并求得所需要的階梯阻抗傳輸線的阻抗值。

圖2 為傳統(tǒng)的λ/4 傳輸線和階梯阻抗傳輸線模型的對(duì)比關(guān)系。在理論分析時(shí)將階梯阻抗傳輸線視為等效λ/4 傳輸線。傳統(tǒng)的λ/4 傳輸線和階梯阻抗傳輸線的偶奇模等效電路分別如圖3 和圖4 所示。

圖2 階梯阻抗傳輸線等效模型Fig.2 Equivalent model of stepped impedance transmission line

圖3 傳輸線偶模等效電路Fig.3 Even mode equivalent circuit of transmission line

圖4 傳輸線奇模等效電路Fig.4 Odd mode equivalent circuit of transmission line

在偶模激勵(lì)下,設(shè)Zin1、Zin2分別為傳統(tǒng)的λ/4 傳輸線和階梯阻抗傳輸線的輸入阻抗,應(yīng)用傳輸線方程可以得到式(1)和(2):

這兩種電路結(jié)構(gòu)是等價(jià)的,所以它們的阻抗也應(yīng)該相等,即Zin1=Zin2,則:

在奇模激勵(lì)下,設(shè)Zin3、Zin4分別為傳統(tǒng)的λ/4 傳輸線和階梯阻抗傳輸線的輸入阻抗,應(yīng)用傳輸線方程可以得到式(4)和(5):

這兩種電路結(jié)構(gòu)是等價(jià)的,所以它們的阻抗也應(yīng)該相等,即Zin3=Zin4,則:

聯(lián)立式(3)和(6),并令a=tanθ,b=tan(θ/2),可求得Z1,Z2的一組解為:

其中:

令θ1、θ2分別為微帶線的兩個(gè)工作頻段中心頻率f1、f2所對(duì)應(yīng)的電長(zhǎng)度,且滿足如下關(guān)系:

令k=f2/f1,根據(jù)電長(zhǎng)度與頻率比的關(guān)系可得:

這里,θ可以取式(10)中的任意一個(gè)值?；谝陨戏治?可以求出不同頻率比情形下的耦合器的阻抗參數(shù),從而可以根據(jù)需要設(shè)計(jì)不同頻率比的雙頻定向耦合器。

1.2 頻率比與阻抗參數(shù)的關(guān)系

對(duì)比圖1 中大頻率比雙頻定向耦合器和傳統(tǒng)單頻定向耦合器的結(jié)構(gòu)可知,階梯阻抗為Z1和Z2的傳輸線可以等效成阻抗為Zc1的λ/4 傳輸線,階梯阻抗為Z3和Z4的傳輸線可以等效成阻抗為Zc2的λ/4 傳輸線。令Zc1=35.36 Ω,Zc2=50 Ω,根據(jù)式(7)和θ的取值分別求出Z1、Z2、Z3、Z4的值,它們隨頻率比k的變化規(guī)律如圖5 所示。由圖5 可知,隨著頻率比k的增加,阻抗Z1、Z3增加,阻抗Z2、Z4減小。當(dāng)k>10 后,Z3>164 Ω,Z2<11 Ω,此時(shí)由于阻抗比太大,采用傳統(tǒng)微帶線工藝將難以實(shí)現(xiàn)。所以k的取值范圍以5

圖5 頻率比與阻抗參數(shù)的變化關(guān)系Fig.5 Transmission line impedances of the coupler with varying frequency ratio

根據(jù)阻抗參數(shù)與散射矩陣參數(shù)的轉(zhuǎn)換關(guān)系[20],可以求出k=6.34 時(shí)定向耦合器的S參數(shù)和輸出相位差隨頻率的變化關(guān)系理論曲線,如圖6 所示。理論上,在k=6.34 時(shí)該定向耦合器的兩個(gè)工作頻段的中心頻率分別為915 MHz 和5800 MHz。

圖6 k=6.34 時(shí)耦合器的S 參數(shù)與輸出端口相位差理論曲線Fig.6 Calculated S parameters and phase shift of coupler when k=6.34

2 全波仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果

為了驗(yàn)證本文提出的設(shè)計(jì)理念,設(shè)計(jì)了一款工作頻率分別在915 MHz 和5800 MHz 的頻率比為6.34 的雙頻分支線定向耦合器。該雙頻定向耦合器的設(shè)計(jì)步驟如下:

(1)設(shè)定端口阻抗Z0為50 Ω;

(2)依據(jù)具體的技術(shù)指標(biāo)要求,結(jié)合圖5,根據(jù)兩個(gè)波段的中心頻率關(guān)系,選定頻率比k,再根據(jù)公式(10)確定耦合微帶線的電長(zhǎng)度θ;

(3)根據(jù)圖1 中階梯阻抗傳輸線和傳統(tǒng)λ/4 傳輸線的對(duì)應(yīng)關(guān)系,令Zc1=35.36 Ω,Zc2=50 Ω,根據(jù)公式(7)以及θ的取值分別求出Z1、Z2、Z3、Z4的值;

(4)基于以上過程求出耦合器全部參數(shù)值后,在HFSS 15.0 中建模,并進(jìn)行全波模擬以及參數(shù)優(yōu)化;

(5)加工器件樣品,用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀測(cè)試散射參數(shù),完成實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。

設(shè)計(jì)樣品采用微波介質(zhì)基板F4B-2,基板厚度為1 mm,相對(duì)介電常數(shù)為2.65,損耗角正切為0.003。為簡(jiǎn)便起見,耦合器輸入、輸出端口阻抗均設(shè)定為50 Ω。該雙頻耦合器的具體電參數(shù):θ=24.5°,Z1=66.2 Ω,Z2=18.9 Ω,Z3=93.6 Ω,Z4=26.7 Ω。耦合器結(jié)構(gòu)和幾何參數(shù)如圖7(a)所示,其中w1=0.85 mm,w2=6.56 mm,L1=16.5 mm,L2=13.6 mm,w3=1.72 mm,w4=10 mm,L3=14.4 mm,L4=13.8 mm。圖7(b)為耦合器實(shí)物照片。

圖7 耦合器版圖結(jié)構(gòu)和實(shí)物圖Fig.7 Layout and photograph of the proposed coupler

提出的大頻率比雙頻分支線定向耦合器仿真和測(cè)試結(jié)果如圖8～10 所示。圖8 顯示耦合器的兩個(gè)工作頻段的中心頻率為915 MHz 和5800 MHz,在兩個(gè)諧振點(diǎn)處,輸入端口反射系數(shù)S11的幅度測(cè)試值分別為-42.8 dB和-23 dB。圖9 表明耦合器具有良好的輸出隔離度,在兩個(gè)頻點(diǎn)處,端口隔離度S23的測(cè)試值分別為-31.3 dB 和-30.9 dB。圖10 呈現(xiàn)了耦合器的低插損特性,傳輸系數(shù)S12和S13的測(cè)試值在915 MHz 時(shí)分別為-3.12 dB 和-3.30 dB,不平衡度僅為0.18 dB,在5820 MHz 時(shí)傳輸系數(shù)S12和S13分別為-3.77 dB 和-4.24 dB,不平衡度為0.47 dB。

圖8 耦合器反射系數(shù)仿真與實(shí)測(cè)結(jié)果Fig.8 Simulated and measured reflection coefficient of the coupler

圖9 耦合器輸出端口隔離度仿真與實(shí)測(cè)結(jié)果Fig.9 Simulated and measured output port isolation of the coupler

圖10 耦合器傳輸系數(shù)仿真與實(shí)測(cè)結(jié)果Fig.10 Simulated and measured transmission coefficients of the coupler

兩個(gè)輸出端口之間的輸出相位差測(cè)試結(jié)果如圖11所示,在兩個(gè)工作頻點(diǎn)處,相位差分別為89.9°和85.8°。限定輸入端口回波損耗(RL)大于15 dB (S11<-15 dB),輸出端口幅度不平衡度(AIB)小于0.5 dB,且最大相位偏差(PE)為5°,端口隔離度大于15 dB時(shí),耦合器在兩個(gè)工作頻帶內(nèi)的帶寬分別為170 MHz和160 MHz,詳細(xì)指標(biāo)見表1。

圖11 耦合器輸出相位差仿真與實(shí)測(cè)結(jié)果Fig.11 Simulated and measured output phase shift of the coupler

表1 大頻率比雙頻耦合器的實(shí)驗(yàn)性能Tab.1 Experimental performance of dual-band coupler with large frequency ratio

3 結(jié)論

本文提出了一種采用階梯阻抗變換的大頻率比雙頻分支線定向耦合器的設(shè)計(jì)方法,并制作了一幅頻率比為6.34,中心頻率分別為915 MHz 和5800 MHz 的雙頻耦合器。該耦合器采用標(biāo)準(zhǔn)的印制電路板工藝,結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單,性能良好,適用于微波集成電路系統(tǒng),在無線通信射頻技術(shù)中具有廣泛的應(yīng)用前景。需要指出的是,利用本文所提出的設(shè)計(jì)方法,還可以開發(fā)其他雙頻微波組件,如鼠籠式耦合器和威爾金森功分器等。