黃 文,李 靚,李 露,任 儀

(重慶郵電大學(xué) 光電工程學(xué)院,重慶 400065)

Wilkinson 功分器是微波系統(tǒng)中的重要組成部分[1-2],它具有良好的端口匹配性能和輸出端口之間較好的隔離度,但是由于其兩臂為四分之一波長傳輸線,功分器尺寸與波長相關(guān),當(dāng)頻率較低時(shí),功分器的尺寸較大。隨著通信系統(tǒng)的發(fā)展,微波電路的集成度越來越高,微波器件的小型化成了器件設(shè)計(jì)的發(fā)展趨勢(shì),所以研究如何減小傳統(tǒng)Wilkinson 功分器的尺寸具有重要的意義[3-5]。

目前,通過加載耦合線的方法可以實(shí)現(xiàn)Wilkinson 功分器的小型化效果,文獻(xiàn)[6]通過在兩臂傳輸線上加載非對(duì)稱耦合線、低阻抗線、三階耦合線實(shí)現(xiàn)了具有諧波抑制效果的小型化微帶功分器,不過其小型化效果稍差。在功分器兩臂的微帶傳輸線上加載集總形式的并聯(lián)電容和串聯(lián)電感[7]或使用多段LC 集總元件代替?zhèn)鬏斁€[8]可以實(shí)現(xiàn)小型化Wilkinson 功分器,且其小型化效果顯著,但是當(dāng)頻率過高時(shí),集總元件寄生參數(shù)的影響會(huì)使電路性能惡化。文獻(xiàn)[9-11]通過在傳輸線上加載折線、缺陷地、高低阻抗線等結(jié)構(gòu),分別實(shí)現(xiàn)基于半模基片集成波導(dǎo)、共面波導(dǎo)和微帶線的慢波結(jié)構(gòu),達(dá)到了Wilkinson 功分器的小型化效果。使用慢波結(jié)構(gòu)傳輸線設(shè)計(jì)的功分器小型化效果明顯,設(shè)計(jì)和制造成本低廉,不過其小型化程度相對(duì)于文獻(xiàn)[7]和[8]來說稍差。與基片集成波導(dǎo)結(jié)構(gòu)相比,共面波導(dǎo)結(jié)構(gòu)無需打孔,結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)更加簡單。與微帶線相比,共面波導(dǎo)結(jié)構(gòu)色散更低,緊鄰的共面波導(dǎo)中心導(dǎo)帶之間由于有接地面相間隔,有較好的屏蔽,更利于在高集成度的電路中應(yīng)用,所以近年來共面波導(dǎo)結(jié)構(gòu)在微波器件中的應(yīng)用受到了廣泛的關(guān)注。

本文基于共面波導(dǎo)結(jié)構(gòu)慢波傳輸線設(shè)計(jì)了一款Wilkinson 功分器,其設(shè)計(jì)的中心工作頻率為1.8 GHz,使用IE3D 全波仿真軟件對(duì)其進(jìn)行仿真和優(yōu)化,最后將此功分器仿真結(jié)果與測(cè)試結(jié)果對(duì)比,驗(yàn)證設(shè)計(jì)方法的可行性。

1 傳輸線分析和設(shè)計(jì)

1.1 共面波導(dǎo)傳輸線電路分析

單元長度為p的共面波導(dǎo)結(jié)構(gòu)傳輸線等效電路如圖1 所示。

圖1 共面波導(dǎo)傳輸線單元的等效電路Fig.1 Equivalent circuit of coplanar waveguide transmission line unit

其中,R代表導(dǎo)體的有限電導(dǎo)率產(chǎn)生的損耗,G代表導(dǎo)體之間填充材料的介電損耗,L為傳輸線上總的等效串聯(lián)電感,C為傳輸線上總的并聯(lián)電容。在不考慮損耗的情況下,R和G都等于0,單位長度的傳輸線的等效阻抗Zp、等效相位傳播常數(shù)β和等效相速vp可以表示為:

式中:ω為中心角頻率。

從式(1)～(3)可以看出,等比例的增加電感和電容,傳輸線特性阻抗不變,但是其相速會(huì)隨之降低,從而傳輸線在該頻率的波長變短。所以通過在共面波導(dǎo)傳輸線上加載高低阻抗線[12-14]、枝節(jié)線[15]、缺陷地[10,16]等結(jié)構(gòu),增加單位長度上的等效電感和電容,可以構(gòu)造共面波導(dǎo)結(jié)構(gòu)慢波傳輸線。因?yàn)閭鬏斁€的尺寸和波長成正比,所以共面波導(dǎo)結(jié)構(gòu)慢波傳輸線的尺寸比傳統(tǒng)共面波導(dǎo)傳輸線尺寸更小。

1.2 共面波導(dǎo)結(jié)構(gòu)慢波傳輸線設(shè)計(jì)

通過理論分析可知,要實(shí)現(xiàn)慢波效果,需增加共面波導(dǎo)傳輸線的等效串聯(lián)電感和并聯(lián)電容。因此,將中心導(dǎo)帶的線寬變窄,實(shí)現(xiàn)高阻抗線來增加共面波導(dǎo)傳輸線的等效串聯(lián)電感,而在中心導(dǎo)帶上加載啞鈴型支節(jié)來增加中心導(dǎo)帶與接地面間的耦合,從而增加共面波導(dǎo)傳輸線對(duì)地的等效并聯(lián)電容。在高阻抗線處同時(shí)加載矩形支節(jié),也會(huì)增加中心導(dǎo)帶與接地面間的耦合,從而增加共面波導(dǎo)傳輸線的等效并聯(lián)電容。

慢波傳輸線結(jié)構(gòu)圖如圖2 所示。由圖2 可見,該慢波傳輸線由兩個(gè)慢波傳輸單元構(gòu)成,來實(shí)現(xiàn)功分器中具有90°相移和70.7 Ω 特征阻抗的傳輸線,且所設(shè)計(jì)的中心頻率為1.8 GHz。在慢波傳輸線連接輸入和輸出端90°拐角處進(jìn)行切角處理,以減小傳輸線的不連續(xù)性,從而減小傳輸過程中的反射。該傳輸線采用F4B 介質(zhì)基板,相對(duì)介電常數(shù)為2.65,損耗角正切為0.002,介質(zhì)基板厚度為1 mm。利用IE3D全波仿真軟件對(duì)此慢波傳輸線進(jìn)行仿真,其S參數(shù)和相移如圖3(a)所示。該傳輸線在0～4 GHz 的頻帶范圍內(nèi)|S11| 小于-15 dB,|S21| 大于-0.1 dB,中心頻點(diǎn)1.8 GHz 處傳輸線的相移為90.0°,且通帶范圍內(nèi)相位線性度良好。如圖3(b)所示,在1.8 GHz 處等效特性阻抗實(shí)部為70.8 Ω,虛部為1.1 Ω。由此可見,圖2 所示的共面波導(dǎo)慢波傳輸線具有良好的性能,可以很好地替代Wilkinson 功分器中的四分之一波長傳輸線。

圖2 慢波傳輸線結(jié)構(gòu)Fig.2 Structure of the slow-wave transmission line

圖3 慢波傳輸線仿真結(jié)果Fig.3 Simulation of the slow-wave transmission lines

2 Wilkinson 功分器設(shè)計(jì)

采用F4B 介質(zhì)基板,其相對(duì)介電常數(shù)為2.65,損耗角正切為0.002,厚度為1 mm,將所提出的共面波導(dǎo)慢波傳輸線代替?zhèn)鹘y(tǒng)Wilkinson 功分器中的四分之一傳輸線,實(shí)現(xiàn)Wilkinson 功分器,其功分器結(jié)構(gòu)圖如圖4(a)所示。為了使共面波導(dǎo)各個(gè)接地面的電勢(shì)相等,采用杜邦線作為跳線將各個(gè)接地面進(jìn)行連接。隔離電阻采用型號(hào)為0805 的100 Ω 貼片電阻。因?yàn)樵趦蓚€(gè)慢波傳輸線末端需要連接隔離電阻,接地面上需要預(yù)留出隔離電阻的位置,使位于兩個(gè)慢波傳輸線末端中間區(qū)域的共面波導(dǎo)接地面的面積減小,導(dǎo)致連接有隔離電阻的那段傳輸線阻抗變大,超過70.7 Ω,從而影響功分器的隔離度的工作頻帶范圍,所以需要增大連接隔離電阻的那段共面波導(dǎo)傳輸線的中心導(dǎo)帶寬度,使其特性阻抗達(dá)到70.7 Ω。

圖4 Wilkinson 功分器結(jié)構(gòu)圖Fig.4 Structure of Wilkinson power dividers

為使功分器具有較寬的帶寬和較低的插入損耗,使用全波仿真軟件IE3D 對(duì)其結(jié)構(gòu)的尺寸進(jìn)行優(yōu)化仿真。表1 給出了最終優(yōu)化尺寸,參數(shù)標(biāo)注如圖4(a)所示。功分器的尺寸為28.6 mm×21.2 mm,即0.21λg×0.16λg,其中λg是中心頻率為1.8 GHz 時(shí)介質(zhì)基板上的導(dǎo)波長度。圖4(b)為采用同樣的介質(zhì)基板且工作頻率同為1.8 GHz 的共面波導(dǎo)傳輸線實(shí)現(xiàn)的Wilkinson 功分器結(jié)構(gòu)圖,作為對(duì)比。由圖4 可見,本文提出的功分器僅為后者尺寸的48%。

表1 所提出的Wilkinson 功分器尺寸Tab.1 Dimensions of the proposed Wilkinson power divider mm

圖5 給出了本文所提出的功分器與傳統(tǒng)功分器仿真結(jié)果對(duì)比。由圖5 可知,本文提出的功分器在中心頻點(diǎn)1.8 GHz 處,|S11| 為-24.18 dB,|S21| 和|S31|分別為-3.20 dB 和-3.21 dB。在1.32～2.30 GHz 的頻帶范圍內(nèi)|S11| 小于-15 dB,|S21| 和|S31| 均大于-3.39 dB,|S32| 小于-15 dB,相對(duì)帶寬為54%。作為對(duì)比,傳統(tǒng)功分器結(jié)構(gòu)如圖4(b)所示,為避免因隔離電阻的加載引起的接地面減少導(dǎo)致特性阻抗增大,同樣增大其連接隔離電阻的那兩段共面波導(dǎo)傳輸線的中心導(dǎo)帶寬度,使其特性阻抗達(dá)到70.7 Ω。由圖5 仿真結(jié)果可以得到,傳統(tǒng)的功分器在中心頻點(diǎn)1.8 GHz處,|S11| 為-39.9 dB,|S21| 和|S31| 分別為-3.31 dB和-3.29 dB。在1.28～2.26 GHz 的頻帶范圍內(nèi)|S11|小于-15 dB,|S21| 和|S31| 均大于-3.53 dB,|S32| 小于-15 dB,相對(duì)帶寬為54%。可以看出,本文提出的功分器相較于傳統(tǒng)的功分器具有相同的帶寬和更低的插入損耗。

圖5 提出的功分器與傳統(tǒng)功分器仿真結(jié)果Fig.5 Simulated results of the proposed power divider and conventional power divider

Wilkinson 功分器實(shí)物照片和測(cè)試結(jié)果分別如圖6和圖7 所示,其中測(cè)試采用的儀器為德科技8510C 矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀。如圖7(a)和(b)所示,該功分器的測(cè)試中心頻率為1.93 GHz,中心頻點(diǎn)處|S11| 為-23.8 dB,|S21| 為-3.56 dB,|S31| 為-3.53 dB,在1.58～2.20 GHz 的頻率范圍內(nèi),其|S11| 小于-15 dB,|S21| 和|S31| 均大于-3.6 dB,|S32| 小于-15 dB,相對(duì)帶寬為32%。如圖7(c)所示,1.93 GHz 處兩輸出端口之間的幅度差和相位差分別為0.03 dB 和1.27°,在1.58～2.20 GHz 頻率范圍內(nèi),兩輸出端口之間的幅度差和相位差分別小于0.11 dB 和1.35°。

圖6 功分器實(shí)物照片F(xiàn)ig.6 Photo of the proposed power divider

圖7 功分器仿真和測(cè)試結(jié)果Fig.7 Simulated and measured results of the power divider

該Wilkinson 功分器的測(cè)試結(jié)果整體趨勢(shì)與仿真結(jié)果吻合良好,但還是存在一定程度的偏差,這是因?yàn)榉抡鏁r(shí)使用了5 根跳線連接接地面,跳線會(huì)增加中心導(dǎo)帶對(duì)接地面的耦合電容,而焊接時(shí)無法保證跳線的位置和高度與仿真時(shí)完全一致,導(dǎo)致中心頻點(diǎn)略有偏差,另外電路板加工的精度和測(cè)試設(shè)備也會(huì)造成一定的誤差。

表2 為本文設(shè)計(jì)的小型化功分器與近幾年發(fā)表的文獻(xiàn)中設(shè)計(jì)的小型化功分器的性能參數(shù)對(duì)比。表2 中的相對(duì)帶寬為|S11| <-15 dB 的頻帶寬度與中心頻率之比,λg是中心頻率處介質(zhì)基板上的導(dǎo)波長度?？梢钥闯霰疚乃岢龅墓Ψ制飨噍^于文獻(xiàn)[5]和[6]所提出的功分器具有更大的帶寬,相較于文獻(xiàn)[2]和[6],本文所提出的功分器具有更小的尺寸。在中心頻點(diǎn)處,本文所提出的功分器各項(xiàng)指標(biāo)良好。

表2 本文功分器與其他文獻(xiàn)功分器的性能對(duì)比Tab.2 The performance comparisons between the proposed power divider and other works

3 結(jié)論

本文通過慢波傳輸線的理論分析,采用高阻抗線和啞鈴型缺陷地以及加載的啞鈴型支節(jié)和矩形支節(jié),設(shè)計(jì)了一款基于共面波導(dǎo)的慢波傳輸線,并將其代替Wilkinson 功分器中的四分之一波長傳輸線,實(shí)現(xiàn)了小型化Wilkinson 功分器,所提出的功分器尺寸僅為傳統(tǒng)Wilkinson 功分器的48%。測(cè)試表明此功分器具有較好的帶寬且通帶內(nèi)性能良好,可以應(yīng)用于無線通信系統(tǒng)中。