莊子源，班 恬

(南京理工大學(xué) 電子工程與光電技術(shù)學(xué)院，南京 210094)

0 引 言

廣播式自動(dòng)相關(guān)監(jiān)視(Automatic Dependent Surveillance-Broadcast,ADS-B)是一種自動(dòng)地從相關(guān)機(jī)載設(shè)備和全球?qū)Ш叫l(wèi)星系統(tǒng)獲取參數(shù)，并向地面設(shè)備和其他航空器廣播飛機(jī)的位置、高度、速度、識(shí)別號(hào)等信息的監(jiān)視技術(shù)[1]。利用 ADS-B的廣播特性，只要在信號(hào)的可接收范圍內(nèi)就可以使用地面上ADS-B接收設(shè)備收到飛機(jī)的飛行數(shù)據(jù)，從而解碼出航跡信息。對(duì)于地形復(fù)雜、人跡罕至的地區(qū)，使用ADS-B可以有效補(bǔ)充航跡盲區(qū)，從而保障飛行安全。ADS-B技術(shù)于1991年在瑞典Bromma機(jī)場(chǎng)首次成功進(jìn)行演示，經(jīng)過國際民航組織的大力推廣，該技術(shù)已經(jīng)在澳大利亞和美國有了較為成熟的研究和應(yīng)用[2]。近年來，我國十分重視ADS-B技術(shù)的研究以及應(yīng)用，我國民航部門根據(jù)國際標(biāo)準(zhǔn)制定了適合國情的ADS-B標(biāo)準(zhǔn)，且逐步推廣ADS-B的應(yīng)用[3]。

目前，傳統(tǒng)的廉價(jià)型接收機(jī)例如RTL-SDR[4]、ADALM-PLUTO[5]等設(shè)備都是基于PC作為基帶信號(hào)解調(diào)平臺(tái)，設(shè)備存在便攜性差、實(shí)時(shí)性差等問題；高性價(jià)比接收機(jī)[6]通用性好，但是該類接收機(jī)沒有針對(duì)ADS-B信號(hào)進(jìn)行設(shè)計(jì)，針對(duì)性較差；而高端型接收機(jī)例如pingStation等存在成本過高、較難維護(hù)升級(jí)的問題。為了解決以上問題，本文提出了以軟件無線電技術(shù)為基礎(chǔ)、針對(duì)ADS-B信號(hào)的無線電接收機(jī)。

軟件無線電技術(shù)是以通用硬件平臺(tái)為基礎(chǔ)，以自定義軟件為核心，實(shí)現(xiàn)無線通信系統(tǒng)功能的一種技術(shù)[7]。軟件無線電的特點(diǎn)是廣泛的適用性，可擴(kuò)展、升級(jí)，使用該技術(shù)可以降低前端接收模塊成本，提高研發(fā)效率。本文采用ADI公司的AD9361作為前端信號(hào)接收芯片，Xilinx公司的Zynq-7000作為信號(hào)處理芯片，設(shè)計(jì)了一種針對(duì)ADS-B的軟件無線電接收機(jī)。

1 硬件設(shè)計(jì)

1.1 軟件無線電收發(fā)系統(tǒng)框架

本系統(tǒng)的硬件結(jié)構(gòu)如圖1所示，AD9361與Zynq-7000通過FMC接口連接，Zynq-7000與USB接口、HDMI接口、網(wǎng)絡(luò)接口等連接。

圖1 無線電接發(fā)系統(tǒng)硬件結(jié)構(gòu)

天線接收無線電信號(hào)至射頻前端芯片AD9361，經(jīng)過混頻、模擬濾波、模數(shù)轉(zhuǎn)換器(Analogue-to-Digital Conversion,ADC)、數(shù)字濾波等過程轉(zhuǎn)換為基帶信號(hào)；再將基帶信號(hào)傳至Zynq-7000進(jìn)行數(shù)據(jù)處理，根據(jù)相應(yīng)調(diào)制方式的解調(diào)算法，將基帶信號(hào)解調(diào)為相應(yīng)的信息；最后通過與Zynq-7000相連的外設(shè)將數(shù)據(jù)顯示出來。

AD9361與Zynq-7000相連的FMC接口主要由三部分組成：第一部分是控制接口，Zynq-7000通過SPI或者GPIO對(duì)AD9361中的寄存器進(jìn)行配置，從而實(shí)現(xiàn)AD9361內(nèi)部功能；第二部分為數(shù)據(jù)接口，AD9361與Zynq-7000之間的數(shù)據(jù)通過并口進(jìn)行傳輸，可以選擇低電壓差分信號(hào)(Low-Voltage Differential Signal,LVDS)或者互補(bǔ)金屬氧化物半導(dǎo)體(Complementary Metal Oxide Semiconductor,CMOS)模式完成數(shù)據(jù)接收任務(wù)；第三部分是時(shí)鐘、復(fù)位、電源接口，該部分主要功能是傳輸時(shí)鐘信號(hào)、復(fù)位使能信號(hào)以及提供AD9361電源。

1.2 AD9631接收信號(hào)路設(shè)計(jì)

AD9361接收流程結(jié)構(gòu)如圖2所示[8]。針對(duì)ADS-B信號(hào)的特征，需要對(duì)接收路的本振、模擬濾波器、數(shù)字濾波器進(jìn)行設(shè)計(jì)。

圖2 AD9361接收機(jī)流程結(jié)構(gòu)圖

天線接收無線射頻信號(hào)，將信號(hào)送至低噪聲放大器(Low Noise Amplifier，LNA)進(jìn)行放大，再將放大后的信號(hào)與本振(Local Oscillator，LO)進(jìn)行混頻，得到I、Q兩路的視頻信號(hào)[8]。由于ADS-B的中心頻率為1 090 MHz，因此設(shè)置LO頻率為1 090 MHz，對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行下變頻至基帶信號(hào)。降頻后的基帶電信號(hào)再通過兩個(gè)模擬低通濾波器進(jìn)行濾波處理，這兩個(gè)濾波器起到降低雜散信號(hào)電平作用；之后信號(hào)通過ADC進(jìn)行采樣，AD9361使用的是12位的ADC；經(jīng)過ADC轉(zhuǎn)換，接收到的模擬信號(hào)轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號(hào)，為了滿足帶通采樣定理，可設(shè)置本系統(tǒng)ADC采樣率為160 MHz；而后再通過三個(gè)半帶濾波器以及一個(gè)可編程FIR濾波器對(duì)其濾波，這些可編程濾波器可以限制帶寬和抑制帶外噪聲，并在數(shù)字化后減少雜散信號(hào)。為了便于信號(hào)解調(diào)算法計(jì)算，本接收系統(tǒng)設(shè)置采樣率為20 MHz。因此，需要通過三個(gè)半帶濾波器對(duì)采樣后的信號(hào)進(jìn)行8倍抽取。ADI公司在Matlab上開發(fā)了AD9361濾波器設(shè)計(jì)向?qū)С绦?，利用該程序可以?jiǎn)化FIR濾波器設(shè)置。由于ADS-B的帶寬為2 MHz，為了接收更多的信號(hào)，可將FIR濾波器設(shè)置為通帶4.5 MHz、阻帶5.5 MHz的低通濾波器，通過濾波器設(shè)計(jì)向?qū)С绦颢@得濾波器系數(shù)。最后，濾波后的I、Q兩路信號(hào)交織為一路信號(hào)送給基帶芯片處理。

2 軟件開發(fā)

2.1 AD9361寄存器配置

AD9361由SPI或者GPIO對(duì)其寄存器進(jìn)行配置，一般研發(fā)人員使用SPI對(duì)其配置。AD9361內(nèi)部有上千個(gè)寄存器，這些寄存器可由SPI進(jìn)行讀寫，并控制AD9361進(jìn)行工作。AD9361屬于IIO設(shè)備，即工業(yè)I/O系統(tǒng)，該系統(tǒng)是專門用于數(shù)模轉(zhuǎn)換器和模數(shù)轉(zhuǎn)換器的子系統(tǒng)。為了簡(jiǎn)化開發(fā)難度，ADI公司在IIO的基礎(chǔ)上開發(fā)了Libiio系統(tǒng)，使用Libiio的庫函數(shù)iio_device_reg_write()對(duì)其寄存器進(jìn)行讀取，iio_device_reg_read()對(duì)其寄存器進(jìn)行寫入。

AD9361的內(nèi)部器可分為四大類：一般設(shè)置和數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)端口配置、發(fā)射端配置、接收端配置、模擬端配置。而在本系統(tǒng)中，只涉及信號(hào)接收過程，因此只需要對(duì)一般設(shè)置和數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)端、接收端、模擬端三類寄存器進(jìn)行配置即可。寄存器配置決定了軟件無線電接收機(jī)的工作模式、采樣速率、濾波器系數(shù)等一系列參數(shù)，是設(shè)計(jì)軟件無線電接收機(jī)的核心步驟。

2.1.1 一般設(shè)置和數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)端口配置

該組寄存器地址為0x000至0x05F，主要包括芯片級(jí)設(shè)置、并行端口配置、使能狀態(tài)機(jī)(Enable State Machine,ENSM)設(shè)置、基帶鎖相環(huán)(Baseband Phase Locked Loop,BBPLL)設(shè)置等。

(1)在芯片級(jí)設(shè)置中，主要包括SPI設(shè)置、Rx使能設(shè)置、射頻鎖相環(huán)(Radio Frequency Phase Locked Loop,RFPLL)分頻器設(shè)置。

SPI設(shè)置地址為0x000，設(shè)置值為0x00，使得SPI最高有效位，并設(shè)置SPI_DI引腳為輸入引腳。Rx使能設(shè)置地址為0x003，設(shè)置值為0xDD，使能Rx通道，并使能該通道上的三級(jí)半帶濾波器。RFPLL分頻器寄存器地址為0x005，其后四位為Rx分頻器的值。AD9361內(nèi)部壓控振蕩器(Voltage-Controlled Oscillator,VCO)的工作范圍為6～12 GHz，VCO需要通過分頻器獲得Rx本振頻率范圍。寄存器值的設(shè)置公式為

Divider Value=2(Rx VCO Divider Register+1)。

(1)

式中：Divider Value是分頻器的值，Rx VCO Divider Register為寄存器0x005后四位的值。本系統(tǒng)所需的本振為頻率為1 090 MHz，因此需要將VCO進(jìn)行8分頻，計(jì)算得該寄存器的值為0x12。

(2)并行端口配置主要對(duì)并行數(shù)據(jù)傳輸端口的速率、模式等進(jìn)行設(shè)置。在本系統(tǒng)中，使用LVDS模式進(jìn)行數(shù)據(jù)傳輸，設(shè)置寄存器0x012為0x10，使用LVDS差分模式。

(3)ENSM設(shè)置主要對(duì)AD9361的工作狀態(tài)進(jìn)行設(shè)置，AD9361有時(shí)分雙工與頻分雙工兩種模式，本系統(tǒng)只使用Rx路信號(hào)，因此使用頻分雙工模式即可，設(shè)置寄存器0x013的值為0x01置為頻分雙工模式。

(4)BBPLL合成器寄存器，該組寄存器地址為0x03F至0x04E。基帶鎖相環(huán)頻率合成器用于生成所有基帶相關(guān)時(shí)鐘信號(hào)，包括ADC采樣時(shí)鐘、DATA_CLK時(shí)鐘等。寄存器地址0x041后五位至地址0x044存儲(chǔ)基帶鎖相環(huán)頻率字，其公式為

(2)

(3)

(4)

式中：BBPLLInteger為基帶鎖相環(huán)頻率整數(shù)字，floor為向下取整，fBBPLL為基帶所需頻率，fREF為參考時(shí)鐘頻率；BBPLLFractional為基帶鎖相環(huán)頻率小數(shù)字，fOUT為基帶鎖相環(huán)真實(shí)輸出值。在本系統(tǒng)中，信號(hào)采樣頻率設(shè)置為20 MHz，參考時(shí)鐘頻率為10 MHz。經(jīng)計(jì)算可得，BBPLLInteger=20,BBPLLFractional=0，寄存器0x044的值為0x14,0x041至0x043的值為0x00。

一般設(shè)置和數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)端口配置中還有輔助ADC寄存器設(shè)置、溢出設(shè)置等其他寄存器，本文不詳細(xì)展開介紹。

2.1.2 接收端配置

該組寄存器的地址為0x0F0至0x1FC，主要包括Rx可編程FIR濾波器配置、接收強(qiáng)度信號(hào)指示器(Received Strength Signal Indicator,RSSI)測(cè)量配置、校準(zhǔn)配置等。

(1)Rx可編程FIR濾波寄存器地址為0x0F0至0x0F6。0x0F1和0x0F2寫Rx濾波器系數(shù)，將Matlab所得濾波器系數(shù)寫入該寄存器進(jìn)行配置。寄存器0x0F5對(duì)濾波器抽頭、信道選擇進(jìn)行配置，將值設(shè)置為0x78，設(shè)置抽頭數(shù)為64，使能信道Rx1。

(2)RSSI測(cè)量配置寄存器地址為0x150至0x15D。該組寄存器為測(cè)量信號(hào)接收的強(qiáng)度，通過RSSI數(shù)據(jù)可以判斷是否接收到相應(yīng)的信號(hào)。0x158對(duì)RSSI的模式進(jìn)行設(shè)置，設(shè)置為0x0C,使能RSSI并初始化RSSI的測(cè)量模式。RSSI數(shù)據(jù)讀取寄存器的地址為0x1A7至0x1AC，該組寄存器為只讀寄存器，讀取Rx鏈路上RSSI的值。

(3)校準(zhǔn)寄存器，包括正交校準(zhǔn)寄存器、相位校準(zhǔn)寄存器、增益校準(zhǔn)寄存器等。該部分校準(zhǔn)寄存器數(shù)量較多，一般使用默認(rèn)值即可，在此不做詳細(xì)說明。

2.1.3 模擬端配置

該組寄存器地址為0x230至0x3F6，主要包括Rx合成器寄存器設(shè)置、數(shù)字測(cè)試寄存器設(shè)置等。

(1)Rx合成器寄存器是該組寄存器中最重要的部分，主要包括VCO頻率字設(shè)置、VCO校準(zhǔn)設(shè)置等。

VCO頻率字設(shè)置寄存器，該組寄存器地址為0x230至0x235。VCO頻率字設(shè)置器用于為RF信號(hào)路徑生成需要的LO信號(hào)，頻率合成器融入了集成式的VCO和環(huán)路濾波器。在寄存器地址0x0231和0x0232地址后三位中VCO字的11位整數(shù)字，0x233至0x235存儲(chǔ)23位小數(shù)。VCO字的計(jì)算公式為

(5)

(6)

式中：NInteger為整數(shù)字，floor為向下取整，fRFPLL為所需本振頻率，fREF為參考時(shí)鐘頻率10 MHz，NFractional為小數(shù)字，Round為取小數(shù)。由于ADS-B信號(hào)的射頻頻率標(biāo)準(zhǔn)值為1 090 MHz，經(jīng)計(jì)算NInteger為109，NFractional為0，因此寄存器0x231的值為0x6D，寄存器0x232至0x235的值都為0x00。

2.2 信號(hào)解調(diào)算法

本系統(tǒng)的信號(hào)解調(diào)算法如圖3所示。

圖3 報(bào)頭檢測(cè)流程圖

首先對(duì)信號(hào)的報(bào)頭進(jìn)行檢測(cè)，接收采樣信號(hào)，使用公式(7)先對(duì)接收數(shù)據(jù)N求算數(shù)平均后計(jì)算得噪聲基底，再乘以經(jīng)驗(yàn)值λ得到門限值MTL。

(7)

搜索超過門限的第一個(gè)采樣點(diǎn)，若下一個(gè)超過門限的采樣點(diǎn)與第一個(gè)采樣點(diǎn)的距離小于2 μs，則認(rèn)為這兩個(gè)點(diǎn)“連續(xù)”。當(dāng)一段“連續(xù)”的采樣點(diǎn)集中，第一個(gè)點(diǎn)和最后一個(gè)點(diǎn)的距離大于54 μs時(shí)，將該組信號(hào)送入互相關(guān)檢測(cè)。將標(biāo)準(zhǔn)報(bào)頭序列xn設(shè)置為[1 -1 1 -1 -1 -1 -1 1 -1 1 -1 -1 -1 -1 -1 -1]，潛在信號(hào)段yn與標(biāo)準(zhǔn)報(bào)頭序列xn使用公式(8)進(jìn)行互相關(guān)計(jì)算，N為序列長(zhǎng)度。

(8)

設(shè)置門限為比噪底幅度高6 dB的值，當(dāng)互相關(guān)值高于此門限時(shí)，搜索第一個(gè)滿足門限的峰值，并檢查此處接下來3 μs是否存在更大的峰值，若不存在，則取此處為消息數(shù)據(jù)起始位；若存在，則取更大峰值處的位置為消息數(shù)據(jù)起始位。尋找到報(bào)頭后，取出潛在信號(hào)段，根據(jù)所設(shè)門限MTL，將潛在信號(hào)處理為0-1信號(hào)。完成0-1處理后，對(duì)潛在信號(hào)的報(bào)文部分進(jìn)行循環(huán)冗余校驗(yàn)(Cyclic Redundancy Check,CRC)校驗(yàn)，若信號(hào)通過CRC校驗(yàn)，則對(duì)報(bào)文進(jìn)行翻譯；反之，結(jié)束信號(hào)解調(diào)[9]。

3 系統(tǒng)測(cè)試與驗(yàn)證

3.1 接收機(jī)性能與模擬接收測(cè)試

圖4為本系統(tǒng)測(cè)試驗(yàn)證圖，圖4(a)為系統(tǒng)實(shí)采運(yùn)行圖，天線接收信號(hào)至系統(tǒng)處理，完成解調(diào)后將信息通過HDMI至顯示器顯示；圖4(b)為系統(tǒng)性能測(cè)試圖，信號(hào)發(fā)生器產(chǎn)生不同幅度的射頻信號(hào)輸入至系統(tǒng)，使用OscilloScope軟件觀察信號(hào)時(shí)域、頻域變化，完成對(duì)接收機(jī)性能測(cè)試[10]。

圖4 無線電系統(tǒng)測(cè)試

經(jīng)測(cè)試，接收機(jī)帶寬(Bandwidth,BW)為4 MHz時(shí)，可以接收幅度為-98 dBm的射頻信號(hào)，測(cè)得接收機(jī)靈敏度為-98 dBm。在信噪比(Signal-to-Noise Ratio,SNR)為10 dB時(shí)，根據(jù)公式(9)，推導(dǎo)系統(tǒng)的噪聲系數(shù)(Noise Figure,NF)約為4 dBm。

Smin=-174+NF+SNR(d)+10×lg(BW)。

(9)

無雜散動(dòng)態(tài)范圍(Spurious Free Dynamic Range,SFDR)計(jì)算公式[10]為

(10)

式中：接收機(jī)的輸入三階交調(diào)截點(diǎn)IP3為8.16 dBm[15]，靈敏度為-98 dBm，信噪比取10 dB。計(jì)算得接收機(jī)無雜散動(dòng)態(tài)范圍約為65 dB。

使用模擬ADS-B信號(hào)發(fā)射器發(fā)送不同信噪比的模擬信號(hào)至系統(tǒng)解調(diào)，得到信噪比與檢測(cè)概率如圖5所示。在信噪比為10 dB時(shí)，有接近100%的檢測(cè)概率；在信噪比為6 dB時(shí)，有超過60%的檢測(cè)概率。

圖5 模擬ADS-B信號(hào)的檢測(cè)概率

3.2 實(shí)際信號(hào)接收及分析

為了驗(yàn)證本系統(tǒng)在接收實(shí)際信號(hào)時(shí)的狀況，在北緯32.1°、東經(jīng)118.51°進(jìn)行信號(hào)實(shí)采。圖6(a)為一段實(shí)際接收的數(shù)據(jù)信號(hào)，經(jīng)解調(diào)本段信號(hào)中有一組信號(hào)為報(bào)文段有56位的短報(bào)文ADS-B信號(hào)，如圖6(b)所示;圖6(c)為經(jīng)算法處理完的0-1格式信號(hào)。按照1090ES ADS-B報(bào)文標(biāo)準(zhǔn)對(duì)其翻譯：報(bào)文1～5位下行格式段為01011，表示該組信號(hào)為56位短報(bào)文信號(hào)；6～8位接收機(jī)性能段為101，表示該飛機(jī)在空中且有通信能力；9～32位為飛機(jī)航班的國際民航組織序列號(hào)(International Civil Aviation Organization,ICAO)，將24位二進(jìn)制ICAO號(hào)轉(zhuǎn)換為6位16進(jìn)制ICAO號(hào)，得到該飛機(jī)的ICAO號(hào)為780E40，經(jīng)查詢?cè)摵桨嗍悄戏胶娇展疽话嘤缮蜿栵w往南京的飛機(jī)；33～56位為CRC校驗(yàn)段。經(jīng)計(jì)算，該段信號(hào)的信噪比約為4.4 dB，此結(jié)果表明，本系統(tǒng)可以在實(shí)際應(yīng)用中接收并解調(diào)ADS-B信號(hào)。

圖6 ADS-B實(shí)采信號(hào)

3.3 接收機(jī)比較

與目前已有的ADS-B接收機(jī)相比，本系統(tǒng)在便捷性、可靠性、成本等多方面存在優(yōu)勢(shì)。與廉價(jià)接收機(jī)RTL-SDR相比，本系統(tǒng)無需PC端支持，便攜性更好，靈敏度更高；與高性價(jià)比接收機(jī)ADALM-PLUTO相比，本系統(tǒng)可以對(duì)ADS-B信號(hào)進(jìn)行實(shí)時(shí)監(jiān)測(cè)；與高端產(chǎn)品pingStation相比，本系統(tǒng)在靈敏度、動(dòng)態(tài)范圍相似的情況下，成本更低，性價(jià)比更優(yōu)。

4 結(jié)束語

本文提出了一種針對(duì)ADS-B信號(hào)的軟件無線電接收機(jī)的設(shè)計(jì)方案，詳細(xì)闡述了硬件設(shè)計(jì)和軟件開發(fā)過程，以及AD9361寄存器配置方案。通過測(cè)試驗(yàn)證，系統(tǒng)成功接收解調(diào)信噪比為4.4 dB的ADS-B實(shí)采信號(hào)。由以上結(jié)論可得，本系統(tǒng)能可靠地應(yīng)用于實(shí)際信號(hào)監(jiān)測(cè)中。

本系統(tǒng)所采用的算法仍有改進(jìn)空間，但在以后的研發(fā)中，只需要對(duì)系統(tǒng)應(yīng)用層軟件算法程序稍加修改，即可完成系統(tǒng)的升級(jí)工作，這將大大提高研發(fā)效率，降低設(shè)備研制的綜合成本。與已有的無線電接收機(jī)相比，本系統(tǒng)靈敏度更好，動(dòng)態(tài)范圍更大，具有ADS-B信號(hào)針對(duì)性，且易于搭建和升級(jí)。綜上，本系統(tǒng)是一款可以面向市場(chǎng)應(yīng)用的ADS-B信號(hào)接收系統(tǒng)。