孫巖博

(中國西南電子技術研究所，成都 610036)

0 引 言

隨著分布式作戰(zhàn)、網(wǎng)絡化協(xié)同作戰(zhàn)、有人/無人協(xié)同等新型作戰(zhàn)概念的提出和運用，除了對提升通信傳輸能力要求之外，更需要提升通信本身的射頻隱身能力[1-2]。參數(shù)測量是通信偵察的核心，處于信號檢測分離與類型識別之間，其中擴頻參數(shù)測量是其重要環(huán)節(jié)，用于實現(xiàn)擴頻信號偽碼速率和擴頻周期的估計，對于調(diào)制方式的識別、特定信號的搜索以及盲解調(diào)等具有重要的意義。

早期低截獲波形采用直接序列擴頻(Direct Sequence Spread Spectrum，DSSS)技術，通過降低傳輸信號瞬時功率譜密度，使信號淹沒于噪聲之下，迫使截獲接收機難以獲取足夠多的能量，由此達到射頻隱身的效果[3]。文獻[4]采用多元低密度奇偶校驗(Low Density Parity Check，LDPC)碼作為信道編碼，并結(jié)合自適應調(diào)制和DSSS技術來提高系統(tǒng)的低截獲概率性能。文獻[5]研究了非量化實值混沌直接序列擴頻通信系統(tǒng)，利用其非恒包絡特性，以降低被截獲概率，但同時也帶來嚴重的非線性失真問題。文獻[6]采用混合擴頻方式，將跳頻技術與傳統(tǒng)DSSS技術優(yōu)勢相結(jié)合，在低信噪比下隱蔽通信的同時有效克服遠近效應。然而現(xiàn)有的低截獲技術擴頻體制單一，主要采用固定增益定碼擴頻體制，擴頻信號特征具有較強的規(guī)律性，易被敵方偵測設備發(fā)現(xiàn)，難以滿足未來體系作戰(zhàn)的低截獲需求[7-9]。為此，研究一種抗擴頻參數(shù)測量的低截獲波形具有重要的現(xiàn)實意義。

本文在兼容現(xiàn)有通信技術體制下，從抑制和消除通信信號中存在的可檢測、可攻擊統(tǒng)計特征的思路出發(fā)，通過引入隨機過程對跳碼擴頻序列和擴頻碼速率進行隨機化控制，使輸出的碼速率和擴頻周期時間具有非平穩(wěn)統(tǒng)計特征和非各態(tài)歷經(jīng)性質(zhì)，以增強低截獲波形抗擴頻參數(shù)測量的能力。同時，輻射源擴頻參數(shù)對于截獲方是未知的，具有很強的不可預測和不可重構特征，可以實現(xiàn)真正意義上的物理層安全通信。

1 低截獲波形方案

將信息安全的概念從傳統(tǒng)的信息加密擴展至信號特征加密，由于通信系統(tǒng)協(xié)作式的工作特點，只要通信雙方事先約定或在通信過程中重新約定，可以實現(xiàn)信號擴頻特征的隨機化控制，消除波形擴頻特征的循環(huán)平穩(wěn)性，使非合作對象的終端無法穩(wěn)定測量。

1.1 發(fā)射方案

本文低截獲波形以時隙為單位猝發(fā)通信。圖1為低截獲波形的時隙結(jié)構，主要由控制信息和業(yè)務信息組成。控制信息用于傳輸同步信息和通信波形特征參數(shù)指示信息，后者用于指引業(yè)務信息的處理方式。業(yè)務信息用于傳輸用戶消息。為最大化擴頻輻射特征的不確定性，同時降低截獲接收機處理累積增益，本文采用跳碼擴頻方式，其不同擴頻序列具備良好的互相關性?？刂菩畔⒁允孪燃s定的方式采用固定跳碼圖案進行擴頻且不同時隙內(nèi)控制信息的跳碼圖案是相同的。業(yè)務信息以通信過程中重新約定的方式引入混沌隨機過程對不同擴頻序列隨機化控制實現(xiàn)對不同時隙內(nèi)用戶消息的動態(tài)擴頻。每個時隙內(nèi)相鄰駐留時間所采用跳碼擴頻序列的擴頻周期時間和擴頻碼速率是不同的。

圖1 抗擴頻參數(shù)測量的低截獲波形時隙結(jié)構示意圖

低截獲波形時域表達式可表示為

x(t)=Ψ(s(t))ej(2πfct+θ)，

(1)

(2)

圖2為低截獲波形的發(fā)射結(jié)構。首先業(yè)務數(shù)據(jù)經(jīng)基帶調(diào)制、跳碼擴頻等處理得到業(yè)務信息已調(diào)信號，其中擴頻序列通過Logistic映射的混沌隨機過程，經(jīng)量化處理后從跳碼序列集合與擴頻速率集合中隨機生成。同時將業(yè)務信息已調(diào)信號采用的跳碼序列和擴頻速率作為波形特征參數(shù)指示信息用于控制信道傳輸，經(jīng)過格式化模塊將其與同步信息進行組幀和基帶調(diào)制后，基于事先約定的跳碼圖案擴頻處理得到控制信息已調(diào)信號。最后業(yè)務信息已調(diào)信號與控制信息已調(diào)信號進行復用組幀得到已調(diào)信號，最終已調(diào)信號經(jīng)數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器(Digital-to-Analog Converter，DAC)及上變頻處理進行射頻輸出。

圖2 抗擴頻參數(shù)測量的低截獲波形發(fā)射結(jié)構

Logistic映射是從Logistic方程演化來的，Logistic差分方程為

xk+1=uxk(1-xk),0

(3)

式中:xk是第k個混沌系統(tǒng)狀態(tài)，u為映射的控制參數(shù)。采用非線性量化，每一個混沌序列實值都會產(chǎn)生一個量化后的跳碼序列或擴頻速率索引值i，具備運算量小且信息利用率高的特點。非線性量化方程為

(4)

式中：q是跳碼序列集合或擴頻速率集合樣本數(shù)目。

1.2 接收方案

低截獲波形的接收結(jié)構如圖3所示。接收端對接收信號進行下變頻，模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器(Analog-to-Digital Converter，ADC)和帶通濾波器(Band-Pass Filter，BPF)處理輸出已調(diào)信號，利用接收同步信息和本地產(chǎn)生的固定跳碼圖案擴頻序列實現(xiàn)時間和載波同步，通過控制信道、業(yè)務信道解復用模塊，將控制信息已調(diào)信號與業(yè)務信息已調(diào)信號進行分步處理：首先將控制信息已調(diào)信號根據(jù)事先約定的跳碼圖案依次進行解擴、解調(diào)等處理，恢復業(yè)務信息中波形特征參數(shù)指示信息，得到當前業(yè)務信息的擴頻特征參數(shù);然后跳碼生成模塊利用上述參數(shù)產(chǎn)生本地動態(tài)擴頻序列，依次進行業(yè)務信息已調(diào)信號的跳碼解擴、基帶解調(diào)等處理恢復出用戶信息。

圖3 抗擴頻參數(shù)測量的低截獲波形接收結(jié)構

接收同步利用已知的同步信息實現(xiàn)定時同步和載波同步。定時同步用于搜索接收信號中同步信息的起始碼相位。接收到的數(shù)字信號可表示為

(5)

(6)

(7)

按照中國2013胃腸胰神經(jīng)內(nèi)分泌腫瘤的分級標準[2]，根據(jù)核分裂象計數(shù)和Ki67增殖指數(shù)將P-NENs分為NET G1級(核分裂數(shù) ≤1個/10HPF，Ki67≤2%)、NET G2級(核分裂數(shù)2～20個/10HPF，Ki67為3%～20%)、NET G3級(核分裂數(shù)>20個/10HPF，Ki67>20%)、NEC G3級(核分裂數(shù)>20個/10HPF，Ki67>20%)。

載波同步是在定時同步的基礎上，實現(xiàn)對多普勒頻率和載波相位的準確估計。由于本文低截獲通信系統(tǒng)采用猝發(fā)工作體制，需要載波同步快速鎖定，為此可采用基于數(shù)據(jù)輔助的開環(huán)載波同步方法。由于同步信息是已知的，可通過本地再生的方法消除接收同步信息段內(nèi)調(diào)制信號的影響。其中接收同步信息段信號可表示為

(8)

將r′(k)與本地同步信息復數(shù)域調(diào)制信號共軛相乘，得到

(9)

(10)

(11)

(12)

(13)

2 仿真與分析

在電子對抗領域，敵偵收方對輻射源擴頻參數(shù)的估計主要包括碼速率和擴頻周期。本節(jié)將對比分析所提出的低截獲波形與傳統(tǒng)擴頻體制波形的參數(shù)估計性能。不失一般性，載波中頻設為20.46 MHz，擴頻速率集合為[2.048 MHz,4.096 MHz,8.192 MHz,16.384 MHz]，跳碼序列擴頻增益集合為[16,32,64,128]，調(diào)制方式為二進制相移鍵控(Binary Phase Shift Keying,BPSK)。

2.1 擴頻周期時間估計

圖4和圖5分別對比了未加噪聲下所提出的低截獲波形與傳統(tǒng)擴頻體制波形的平均自相關二階距和二次功率譜，其中傳統(tǒng)擴頻體制波形的擴頻速率與擴頻增益分別為8.192 MHz和64，所提出的低截獲波形采用不同擴頻速率與擴頻增益組合的跳碼擴頻方式，且滿足相鄰駐留時間內(nèi)跳碼擴頻序列的擴頻周期時間和碼速率是不同的，駐留時間設為62.5 μs。由圖4可知，傳統(tǒng)擴頻體制波形的平均自相關二階矩尖峰呈周期分布，其峰值間隔可準確估計出擴頻周期時間;相反，所提出的低截獲波形由于采用了變周期跳碼擴頻，不同駐留時間內(nèi)的擴頻序列具備良好的互相關特性，很大程度上降低了若干段信號二階矩疊加后帶來的累積增益，除了延時為零時刻的峰值外，導致其他峰值處幅值較低，同時也破壞了平均自相關二階矩尖峰的周期性。與圖4的現(xiàn)象相類似，由圖5可知，傳統(tǒng)擴頻體制波形的二次功率譜在偽碼周期整數(shù)倍處出現(xiàn)一系列的周期性尖峰脈沖，峰值間距即為擴頻周期時間，而所提出的低截獲波形顯著抑制了二次功率譜可統(tǒng)計的周期特征。

圖4 傳統(tǒng)擴頻體制波形和本文低截獲波形的平均自相關二階矩

圖5 傳統(tǒng)擴頻體制波形和本文低截獲波形的二次功率譜

采用二次功率譜算法和平均自相關二階矩算法，圖6分別對比了所提出的低截獲波形與傳統(tǒng)擴頻體制波形的擴頻周期時間估計精度。由圖可知，隨著信噪比(Signal-to-Noise Ratio，SNR)的增加，傳統(tǒng)擴頻體制波形的擴頻周期時間估計精度提高，在高信噪比時，傳統(tǒng)擴頻體制波形在二次功率譜算法和平均自相關二階矩算法下的擴頻周期時間估計精度分別在約10-4和10-5數(shù)量級，而所提出的低截獲波形由于其平均自相關二階矩和二次功率譜不具備周期循環(huán)平穩(wěn)性，同時也很大程度上降低了平均累積處理增益，導致擴頻周期時間估計精度較差，在高信噪比下仍存在約0.6的相對穩(wěn)態(tài)誤差。

圖6 擴頻周期時間估計精度分析

2.2 碼速率估計

由于碼速率是影響信號時頻特征的重要因素，在相同分析條件下，首先分析對比傳統(tǒng)擴頻體制波形與所提出的低截獲波形的時頻特征曲線，如圖7所示。由圖可知，傳統(tǒng)擴頻體制波形具備非常規(guī)律的時頻特征;相反，所提出的低截獲波形由于其相鄰駐留時間內(nèi)跳碼擴頻序列的碼速率是不同的，導致其時頻特征動態(tài)變化，不具備平穩(wěn)的統(tǒng)計特征。同時，圖8比較了未加噪聲下傳統(tǒng)擴頻體制波形與所提出的低截獲波形的循環(huán)譜特性。由圖可知，傳統(tǒng)擴頻體制波形在零頻時的循環(huán)譜切面表現(xiàn)出非常顯著的載頻特征和碼速率特征，其中譜峰可準確估計2倍載頻，譜峰和次峰間隔可準確估計碼速率，而所提出的低截獲波形很大程度上抑制了循環(huán)譜可統(tǒng)計的碼速率特征。

(a)傳統(tǒng)擴頻體制波形的時頻特征

(b)本文低截獲波形的時頻特征圖7 傳統(tǒng)擴頻體制波形和本文低截獲波形的時頻特征

圖8 零頻時傳統(tǒng)擴頻體制波形和本文低截獲波形的循環(huán)譜切面

由于截獲信號往往具有比較低的信噪比，而延時相乘功率譜法[13]和循環(huán)譜算法[14]對噪聲具有良好的抑制效果，可有效地估計擴頻偽碼速率。圖9對比了上述兩種算法下所提出的低截獲波形與傳統(tǒng)擴頻體制波形的擴頻碼速率估計精度。由圖可知，隨著SNR的增加，傳統(tǒng)擴頻體制波形的碼速率估計精度提高，在高信噪比時兩種算法下的碼速率估計相對標準誤差分別在約10-3和10-5數(shù)量級，而所提出的低截獲波形由于其具有非循環(huán)平穩(wěn)統(tǒng)計特征，導致其碼速率估計精度較差，在高信噪比下仍存在約0.5的相對穩(wěn)態(tài)誤差。

圖9 碼速率估計精度分析

3 結(jié) 論

為增強低截獲波形抗擴頻參數(shù)測量的能力，本文提出了一種抗擴頻參數(shù)測量的低截獲波形實現(xiàn)方案，通過引入隨機過程對跳碼擴頻序列和碼速率進行隨機化控制，使輸出的碼速率和擴頻周期時間具有非循環(huán)平穩(wěn)統(tǒng)計特征和非各態(tài)歷經(jīng)性質(zhì)。最后采用工程上常用的平均自相關二階矩算法和二次功率譜算法以及循環(huán)譜算法和延時相乘功率譜法分別分析對比了傳統(tǒng)擴頻體制波形與所提出的低截獲波形在擴頻周期時間和碼速率方面的測量精度。仿真結(jié)果表明，傳統(tǒng)擴頻體制波形在高信噪比下可準確估計擴頻周期時間和碼速率，其相對標準誤差為10-3～10-5數(shù)量級；反之，所提出的低截獲波形的擴頻特征參量具有非循環(huán)平穩(wěn)性，其擴頻周期和碼速率估計精度較差，在高信噪比下存在0.5～0.6的相對穩(wěn)態(tài)誤差，呈現(xiàn)出優(yōu)越的抗擴頻參數(shù)測量的能力，同時該技術也可與其他低截獲技術相結(jié)合，實現(xiàn)多域特征參數(shù)的不可預測和不可重構，增強射頻輻射源的低截獲性能。