王建鑫， 齊曉斐， 曲浩然， 張 鵬， 馬曉龍， 張志勇， 趙 武

(西北大學信息科學與技術學院， 西安， 710127)

隨著5G的正式商用，人民日常生活與5G通信之間的關系逐漸增強。利用微波無線能量傳輸技術的基站數(shù)量將大幅增加，整流電路作為微波無線能量傳輸技術中的核心模塊之一，其整流效率決定了整個無線系統(tǒng)的性能，進而決定整個基站的性能，因此對整流電路進行研究具有深遠的意義[1-3]。

在整流電路中，為了獲得高效率，通常使用諧波負載來減小二極管的非線性損耗。文獻[4]使用蛇形微帶線設計了一個工作在2.45 GHz的整流器，整流效率最高為57.0%，文獻[5]提出來一種新型扇形枝節(jié)結構，在900 MHz、入射功率密度為8 μW的輸入條件下效率僅為48.6%。文獻[6]則引入功分器，通過多支路共用匹配阻抗的方法，實現(xiàn)了大功率整流，實測最高輸出直流功率為5.8 W，最高整流效率僅為44.3%。文獻[7]提出了一種結構復雜的整流電路，在犧牲設計成本的前提下，當輸入功率為41 dBm時，轉(zhuǎn)換效率為68.0%。上述文獻對整流電路的研究都取得了一定的成果，但分別存在工作頻率低、轉(zhuǎn)換效率低、結構復雜等缺點。

為了解決以上問題，本文為5G通信常用的4.85 GHz頻段設計了一個具有連續(xù)多階微帶諧波抑制結構的電荷泵整流電路。該電路可抑制前4次諧波，從而提高電路的轉(zhuǎn)換效率。該電路具有結構簡單、設計成本低、輸出電壓穩(wěn)定、轉(zhuǎn)換效率高等優(yōu)點。在4.85 GHz頻帶內(nèi)、輸入功率為14.8 dBm條件下，轉(zhuǎn)換效率可達72.5%。實測最高效率仍可達到61.2%。

1 電路設計

根據(jù)5G基站的電源設計要求，不同的子模塊需要不同的電源電壓。一般情況下，采用DC-DC模塊提供多個電源電壓，但DC-DC模塊的電路結構復雜、穩(wěn)定性不高且轉(zhuǎn)換效率很低，導致其電源效率較低。為此，本文在無線系統(tǒng)中引入電荷泵整流電路，電路工作在4.85 GHz頻帶上，其輸入為14.8 dBm，負載為750 Ω時達到最佳匹配狀態(tài)，二極管的型號為HSMS2860，電容型號為GRM155R71H104。

1.1 電路原理

1.1.1 電荷泵整流電路

傳統(tǒng)單級電荷泵整流電路結構如圖1所示，由2個二極管和2個電容組成。正常工作時，其輸出電壓如圖2所示。當輸入電壓小于地電壓時，電容C1被充電，二極管D2截止，電容C2放電到輸出端，這一過程會持續(xù)到二極管D1達到輸入電壓的峰值為止。當輸入電壓大于地電壓時，二極管D1截止，電容C1通過二極管D2對電容C2進行充電，整個充放電過程可以用圖2中的虛線來表示，電容C2的峰值接近輸入電壓的2倍。電容C2相當于一個濾波電容，可以使輸出電壓變得更平滑且紋波更小。

圖1 單級電荷泵整流電路

圖2 傳統(tǒng)單級電荷泵整時間流電路輸出電壓

由以上分析可知，傳統(tǒng)單級電荷泵整流電路其作用相當于倍壓整流電路，可視作B類結構，效率不會超過70%。當輸入信號頻率過高時，傳統(tǒng)一階倍壓整流電路的性能也會進一步下降，因此，其在4.85 GHz頻帶上無法得到高效的應用。

多電壓輸出電荷泵整流電路如圖3所示，該電路的輸入端并聯(lián)了多個電容，每個電容又與每一級的2個二極管串并聯(lián)，通過重疊級數(shù)來獲得多電壓輸出。多電壓輸出電荷泵整流電路的工作原理與單級電荷泵整流電路相同。

圖3 多電壓輸出電荷泵整流電路

1.1.2 諧波抑制電路

諧波是指電流中頻率為基波整數(shù)倍的電量，是指對周期性非正弦電量進行傅里葉分解后所產(chǎn)生的大于基波頻率的電量。諧波的產(chǎn)生會增加整流器功耗使得輸出波形發(fā)生畸變。為了減小諧波的影響，在電路設計中，在輸出端引入諧波抑制電路，將電流和電壓整形為理想的方波和半正弦波，在時域上，二者波形不發(fā)生重疊，電路效率理論上可以達到100%。

同樣的，在微波整流電路中，非線性整流二極管也在工作頻率的諧波處產(chǎn)生電流和電壓。引入連續(xù)多階諧波抑制電路，可以減小電流電壓在時域上的重疊，使電流電壓波形正交化，各次諧波得到抑制，從而提高整流器的轉(zhuǎn)換效率。根據(jù)文獻[8]可知，電路的效率主要是由二極管的功耗決定，引入諧波抑制電路后，理想情況下二極管上的電壓和電流波形不發(fā)生重疊，從而降低了二極管的損耗，提高了電路的整流效率。

1.2 二極管的外加電壓

1.2.1 二極管外加電壓不同

在高頻電路中，電荷泵整流電路的2個二極管的外加電壓大小是不同的，原因主要有以下兩方面。

第1個原因是，在高頻條件下，結電容會被充電，由于2個二極管的結電容所充電荷量不同，造成結電容的大小不同，使得2個二極管外加電壓不同。當輸入功率相同時，電荷泵電路的輸出電壓取決于負載的大小。若負載開路，電荷泵電路的輸出電壓理論上是輸入電壓的2倍，然而結電容又相當于1個升壓電容器，使輸出電壓高于輸入電壓的2倍。

第2個原因是，在高頻條件下，二極管會產(chǎn)生不同的諧波分量，導致2個二極管的外加電壓不同，2個二極管在相同條件下處于不同的工作狀態(tài)，而處于異常狀態(tài)的二極管會產(chǎn)生大量的功耗，降低電路的轉(zhuǎn)換率。

1.2.2 二極管的外加電壓與功耗

電荷泵整流電路的整流效率與二極管的功耗息息相關，本節(jié)主要討論二極管的外加電壓與功耗之間的關系。綜合考慮工作頻率和性能參數(shù)后，整流二極管采用HSMS2860肖特基二極管，在高頻電路中，其等效電路如圖4所示，由串聯(lián)電阻RS、電容Ci、電容Cj0和1個非線性電阻Rj組成。

圖4 整流二極管等效電路圖

在1個周期T內(nèi)，二極管的功耗可以用以下幾個公式進行描述：

(1)

(2)

(3)

(4)

式中：Vf為二極管導通時的正向壓降；θoff為二極管截止時的相位；Vd為Cj兩端的電壓。

當二極管處于T-θoff到θoff之間時，二極管導通，當二極管處于T-θoff到θoff之間時，二極管截止。

根據(jù)式(1)～(4)可知，二極管的功耗是由二極管的Rs和Cj產(chǎn)生的，他們均與二極管的外加電壓有關。根據(jù)式(1)和式(2)，Rs功耗可用式(5)表示：

(5)

式中：VRs是Rs端的電壓；I是流經(jīng)Rs電流。所以Rs功耗取決于電流和外加電壓。

Cj可以用式(6)來表示：

(6)

式中：二極管的擴散電容和耗盡層電容的等效值表示為Cj0；二極管的內(nèi)建電勢表示為Vj0；在型號為HSMS2860的二極管中m等于0.5；Cj0等于0.18 pF。因此Cj的大小取決于二極管的外加電壓大小。綜上所述，要提高電荷泵電路的轉(zhuǎn)換率，必須控制2個二極管的外加電壓。

1.3 連續(xù)多階微帶諧波抑制結構

傳統(tǒng)的電荷泵整流電路中有多個非線性器件。在高頻條件下，各次諧波會使其產(chǎn)生巨大的功耗，同時無線系統(tǒng)的負載并不是一個定值，而是在一定范圍內(nèi)變化。各次諧波可能與負載構成串并聯(lián)電路引起諧振，從而影響系統(tǒng)的安全運行。為解決以上問題，本文引入具有連續(xù)多階微帶諧波抑制結構的電荷泵電路，通過諧波抑制的方法來減少非線性器件的功耗。該電路可抑制前4次諧波，從而獲得更高的轉(zhuǎn)換效率、更穩(wěn)定的輸出。理論上，其輸出電壓的波動近乎為0，輸出電壓為僅由基頻構成的方波，電路轉(zhuǎn)換率可提高至100%。

本文所設計的連續(xù)多階微帶諧波抑制結構如圖5所示，它由一條固定長度的微帶線和4個開放式的分路組成，其中電流分量與電壓分量正交，微帶線的長度為λ1/4。λ1、λ2、λ3、λ4分別為基頻、2次諧波、3次諧波、4次諧波的波長。第1、2、3、4個開放式分路的微帶線長度分別為λ1/4、λ2/4、λ3/4、λ4/4。在開放式分路的末端，電場不會突然停止，而是會由于微帶線的邊緣電場作用而略微擴展，通過引入等效的并聯(lián)電容或等效長度的傳輸線可以替代這種影響。本文所設計的結構不僅可以抑制各次諧波分量，而且可以在一定程度上使輸出變得更平滑。因此可以在省略濾波電容C2的同時，得到平穩(wěn)的輸出電壓。

圖5 連續(xù)多階微帶諧波抑制結構

圖6分別表示了傳統(tǒng)電荷泵電路和本文所設計的具有連續(xù)多階微帶諧波抑制結構的電荷泵電路的2個二極管的電壓分量和電流分量。

圖6 諧波抑制負載對二極管D1、D2諧波抑制效果對比圖

從圖6(a)和(c)可以看出傳統(tǒng)的電荷泵電路中，2個二極管的電壓分量和電流分量都具有很多重疊的部分，這會引入很大的二極管功耗。從圖6(b)和(d)可以看出具有連續(xù)多階微帶諧波抑制結構的電荷泵電路的2個二極管的電壓分量和電流分量近似正交，重疊部分相比于傳統(tǒng)電路大幅降低，二極管功耗隨之降低。

綜上所述，本文所設計的連續(xù)多階微帶諧波抑制結構，可以減弱二極管在工作時電壓電流的非線性，使其工作在相對線性度更高的狀態(tài)下，降低其功耗，從而提高電路的轉(zhuǎn)化效率。與傳統(tǒng)電荷泵電路相比，本文所設計的電路有足夠的諧波抑制能力。

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1.4 控制二極管的外加電壓

從圖6可以看出，具有連續(xù)多階微帶諧波抑制結構的電荷泵電路的2個二極管的電壓分量和電流分量近似正交。根據(jù)式(5)，對電流和電壓在T到0之間進行積分，則式(5)的值近似為0，Rs產(chǎn)生的功耗可以忽略。因此，電荷泵電路的功耗主要由結電容所引起，而結電容大小受二極管的外加電壓控制。經(jīng)過前文的討論分析，必須控制2個二極管的外加電壓，使相同條件下2個二極管均工作在正常狀態(tài)，從而有效降低二極管的功耗，提高電路的轉(zhuǎn)換率。

為了提高電路的RF-DC轉(zhuǎn)換效率，本文在二極管D1與地之間引入1根長度可調(diào)的微帶線，在匹配狀態(tài)下調(diào)節(jié)2個二極管的工作狀態(tài)。通過調(diào)整二極管附近的微帶線長度可以控制二極管的外加電壓大小，從而進一步降低二極管的功耗，提高電路的轉(zhuǎn)化率。在此仿真中，其他元器件之間使用特征阻抗為50 Ω，電長度為90°的微帶線互相連接。

經(jīng)過調(diào)整，當微帶線長度為4.6 mm，2個二極管外加電壓大致相同，都處于正常工作狀態(tài)。圖7表示了對二極管D1與地之間的微帶線長度進行優(yōu)化后，對基波及各次諧波的優(yōu)化抑制的效果對比圖。其中V0是直流分量，Vn是輸出電壓中的各次諧波分量。參照組是未經(jīng)調(diào)整的電荷泵整流電路，觀察發(fā)現(xiàn)對二極管D1與地之間的微帶線長度進行優(yōu)化后，各次諧波基本得到抑制。

圖7 諧波抑制效果對比圖

2 測試結果與分析

2.1 電路仿真結果與分析

根據(jù)前文所述，電荷泵整流電路工作在4.85 GHz的超高頻段，二極管D1與地之間的微帶線長度為4.6 mm，基波、2次諧波、3次諧波、4次諧波的微帶線長度分別為10.61 mm、5.27 mm、3.49 mm、2.60 mm。在仿真軟件中，建立如圖8所示電路原理圖，在輸入功率為14.8 dBm的條件下，對電路的性能參數(shù)進行仿真測試，參照組為傳統(tǒng)的無諧波抑制負載的電荷泵電路。

圖8 電路仿真原理圖

圖9為傳統(tǒng)電荷泵電路和具有連續(xù)多階微帶諧波抑制結構的電荷泵電路的輸出電壓，由圖可知，具有連續(xù)多階微帶諧波抑制結構的電荷泵電路在最佳阻抗匹配時可以產(chǎn)生4.5 V或者更高的輸出電壓，輸出電壓的波動小于0.5 V，可應用于5G通信之中。而傳統(tǒng)的電荷泵電路輸出電壓最高為4 V，輸出電壓峰峰值約2 V，波動較大，在高頻段中并不適用，這與前文提到的系統(tǒng)設計要求一致。

圖9 輸出電壓仿真結果圖

圖10 轉(zhuǎn)換效率仿真結果圖

2.2 實際電路測試結果及分析

測試系統(tǒng)的整體結構見圖11。電路的4.85 GHz輸入信號由射頻信號源FPGA-AD9361產(chǎn)生，其精度為0.1 dB，頻率范圍為70～6 000 MHz。輸入信號經(jīng)低噪聲放大器放大后輸入到定向耦合器中。采用型號為UPG206的功率傳感器完成對整流電路的輸入功率測量，其中DC模塊可以防止直流分量進入電荷泵電路。負載在0～1 500 Ω范圍內(nèi)變化，用電壓表測量其輸出電壓大小，根據(jù)式(7)得到電路的轉(zhuǎn)換效率。

圖11 測試系統(tǒng)

(7)

式中:PDCout表示直流輸出功率;PRFin表示射頻輸入功率;Vout為負載兩端的電壓;RL為負載電阻。

本文采用厚度為0.8 mm、介電常數(shù)為2.55的F4B介質(zhì)基板，選擇型號為HSMS2860肖特基二極管作為整流二極管，電荷泵的充放電電容為GRM155R71H104，按仿真中的設計參數(shù)生產(chǎn)出電路板并進行焊接，其實物如圖12(a)所示，參照組為傳統(tǒng)無諧波抑制負載電荷泵電路，如圖12(b)所示。

圖12 電荷泵整流電路(a)與參考電路(b)

在功率為14.8 dBm、頻率為4.85 GHz的輸入條件下，實測電路板的轉(zhuǎn)換效率隨負載阻抗的變化曲線對比如圖13所示，參照電路由于沒有諧波抑制負載，當負載阻值在0～1 500 Ω范圍內(nèi)變化時，參照電路的實測轉(zhuǎn)換率在400 Ω達到最高，僅為44.1%，遠遠小于本文所設計的電路；與仿真結果相比，本文所設計的電路仍能在負載阻值大小為750 Ω時，獲得61.2%的電路轉(zhuǎn)換率。與其他文獻的性能對比如表1所示，可以看出，本文所設計的電路的轉(zhuǎn)換率明顯優(yōu)于文獻[9～10]。

表1 性能對比

圖13 轉(zhuǎn)換效率隨負載變化曲線

3 結論

本文為5G基站中的無線系統(tǒng)設計了一個工作在4.85 GHz的電荷泵整流電路，在二極管D2后引入了連續(xù)多階微帶諧波抑制結構，該電路具有較高的轉(zhuǎn)換率和較低的二極管功耗。相同條件下，傳統(tǒng)電荷泵電路轉(zhuǎn)換率僅為44.1%，而本文所設計的具有連續(xù)多階微帶諧波抑制結構的電荷泵電路轉(zhuǎn)換率可達72.5%，輸出電壓的波動小于0.5 V，實測電路在14.8 dBm輸入功率、負載為750 Ω時，轉(zhuǎn)換效率也能達到61.2%。相比于傳統(tǒng)的整流電路，這種高效率的諧波抑制整流電路更能滿足于智慧城市、5G通信、衛(wèi)星通信等應用場景的需求。