趙玉振 陳龍永 張福博 李焱磊 吳一戎

(中國科學院空天信息創(chuàng)新研究院 北京 100190)

(微波成像技術國家級重點實驗室 北京 100190)

(中國科學院大學 北京 100049)

1 引言

雷達通信一體化是當下非常熱門的研究領域，在抗震救災、車輛組網、地形測繪等領域都非常有意義[1–4]。一種用于救災的雷達通信一體化系統(tǒng)示意圖如圖1所示，飛機平臺搭載可以用于探測成像的合成孔徑雷達(Synthetic Aperture Radar,SAR)，在探索地形的同時與地面救援車輛保持通信，及時傳輸探測結果。如果雷達與通信系統(tǒng)各自分立，沒有進行一體化設計實現良好的兼容性，不僅會增加飛行平臺的載荷重量，還可能發(fā)生兩種功能互相干擾的情形，導致系統(tǒng)的整體性能下降[5]。

圖1 雷達通信一體化系統(tǒng)用于救災Fig.1 Application of joint radar and communication system in disaster relief

雷達系統(tǒng)與通信系統(tǒng)類似，都具有發(fā)射機、接收機等硬件終端，這也是雷達與通信可以實現一體化設計的基礎[6]。雷達與通信系統(tǒng)的工作原理如圖2所示，兩類系統(tǒng)都存在信號發(fā)射部分和信號接收部分，并且都是經過無線傳輸。其區(qū)別在于雷達主要是獲取目標或者說“信道”的信息，而通信主要是獲取信源的信息。目的不同導致雷達與通信系統(tǒng)各自發(fā)展的時候，所應用的原理和指標都各不相同，不同功能的領域呈現煙囪式的發(fā)展結構。這也為雷達通信一體化設計帶來了一些原始壁壘。正交頻分復用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing,OFDM)信號作為4G/5G無線通信的波形，因其具備頻譜效率較高、可有效對抗多徑效應、子載波調制方式靈活、易于實現等優(yōu)點和寬帶可合成的特性，廣泛應用于一體化波形設計中[7–16]。然而，傳統(tǒng)的OFDM一體化信號設計中存在一些難以避免的缺點，比如使用循環(huán)前綴(Cyclic Prefix,CP)抗多徑干擾會降低能量利用率，并產生虛假目標，多載波模式對子載波間正交性要求較高，多普勒頻偏對信號正交性影響較大等[17]。本文在此基礎上，采用空白保護間隔替代循環(huán)前綴，來抑制符號間干擾(Inter-Symbol Interference,ISI)和載波間干擾(Inter-Carrier Interference,ICI)，并利用雷達信號來輔助信道估計，實現信道均衡和補償多普勒頻偏的效果，達到一體化信號協(xié)同工作的目的，實現頻譜利用率和性能的提升。

圖2 雷達通信系統(tǒng)簡圖Fig.2 Radar and communication system diagram

本文主要內容安排如下：第2節(jié)首先介紹OFDM-chirp信號的發(fā)展歷程，闡述目前所采用的OFDM-chirp信號用于一體化波形設計存在的一些問題，并提出本文一體化信號的設計方法；第3節(jié)詳細介紹本文所提出的一體化波形處理方法；第4節(jié)為仿真實驗，對本文所提方法的有效性進行驗證；第5節(jié)對全文的工作進行總結。

2 OFDM-chirp信號簡介

OFDM-chirp信號，也稱為OFDM-LFM信號[18]，最早提出是應用于多發(fā)多收合成孔徑雷達(Multi-Input Multi-Output Synthetic Aperture Radar，MIMO SAR)中，用于生成兩路或者多路正交的信號。其基本原理是將chirp信號分別調制到不同的子載波組上，由于OFDM信號子載波之間是正交的，不同的子載波組上的信號自然也是滿足正交性的，這樣就可以在發(fā)射端和接收端進行分離，從而實現在方位向上形成多個等效相位中心來進行高分辨率寬測繪帶的成像。最早提出的基于OFDMchirp的多路正交信號存在一個非常微小的頻偏，這在現實實現中存在一定的難度[19]，文獻[20]提出了一種改進的OFDM-chirp信號，該信號消除了這一微小頻偏，降低了信號產生的難度。改進后的OFDM-chirp信號的生成矩陣為

其中，s1為需要調制的通信信號，可以采用二進制移相鍵控(Binary Phase Shift Keying,BPSK)、正交相移鍵控(Quadrature Phase Shift Keying,QPSK)等方式調制通信信息。s2為需要調制的雷達信號，一般是線性調頻信號?？梢员硎緸?/p>

其中，N為總子載波個數，I(k)為調制的通信信息，Δf1為子載波間隔，信號的脈寬為T/2，并且Δf1=2/T。由此可以根據信號生成矩陣得出通信信號和雷達信號的表達式為

其中，rect(·)為矩形窗函數，當0≤x ≤1時，rect(x)=1。T為一體化信號一個符號的時寬。將式(4)變換至頻域，可以得到兩路正交信號的頻域表達式為

其中，s1(n)為s1(t)的采樣序列，s2(n)為s2(t)的采樣序列，子載波間隔Δf為Fs/N,Fs為DFT所采用的采樣率，p=0,1,2,···,N ?1,k=0,1,···,(N/2?1)。

將兩路信號相加就可以得到一體化信號的一個符號，圖3展示了一體化信號的頻域和時域形式。

圖3 一體化信號符號設計Fig.3 Symbol design of integrated signal

本文所考慮的模型為圖1所示模型，機載平臺為一體化平臺，在保持對場景探測成像的同時可以實現將通信數據傳輸給地面。對于采用正交波形體制設計的一體化信號而言，功能的權衡體現在能量的分配上。如果總發(fā)射功率不變，則其中一種信號能量的增加必然會導致另一種功能信號能量的損失。在一體化波形設計中，通信信號能量主要影響誤碼率，雷達探測信號能量主要影響探測距離、雷達圖像信噪比等，在設計時如果優(yōu)先保障通信功能則可以將能量資源更傾向于通信信號，如果更注重探測質量，則應分配給雷達探測功能更多的能量。

在文獻[3]中，初步介紹了OFDM-chirp信號實現雷達通信一體化的可行性。但是由于通信信號需要加入循環(huán)前綴和參考序列等用于抵抗多徑干擾以及多普勒頻偏，這些額外的開銷會降低能量利用率和頻譜效率。如果通信信號使用循環(huán)前綴而雷達信號不使用循環(huán)前綴，這種情況下，此循環(huán)前綴會影響子載波之間的正交性。如果奇偶頻點分別調制雷達、通信信號以后對整個符號采取循環(huán)前綴的設計，則該循環(huán)前綴在一個符號時間的積分長度內可以保護子載波之間的正交性。同時帶來的問題是，循環(huán)前綴對于通信信號而言是為了避免多徑效應的影響，該循環(huán)前綴的長度由場景最大多徑時延決定。對于探測系統(tǒng)而言，為了信號的正交性能，積分區(qū)間需要取一個符號的長度，則場景的測繪帶寬將受到循環(huán)前綴的限制。對于探測信號而言，該循環(huán)前綴長度要大于場景最遠目標的回波和最近目標的回波到達接收機的時延。對于這種情況，需要循環(huán)長度比較長，是對資源的一種浪費。所以本文在此基礎上，提出了一種OFDM-chirp一體化信號的設計和處理方法，該方法沒有采用傳統(tǒng)的添加循環(huán)前綴的方法，而是采用了插入空白保護間隔的設計方法，降低了載波間干擾和符號間干擾的同時，實現了能量利用率的提升。并且本文提出了一種利用雷達信號輔助信道估計和多普勒估計的方法，節(jié)約了傳統(tǒng)通信系統(tǒng)中導頻信號和訓練序列的開銷，仿真分析證明了本文所提方法的有效性。

3 基于OFDM-chirp的一體化信號設計和處理方法

3.1 基于空白保護間隔的OFDM-chirp一體化信號設計方法

當多載波通信系統(tǒng)傳輸時存在多徑效應，會產生ICI和ISI等現象[21]。使用循環(huán)前綴可以使接收窗的時間內僅存在一個符號的信號，來消除ISI帶來的影響。并且可以利用FFT的循環(huán)卷積特性，使接收信號在完整積分區(qū)間內各個子載波都是整數個周期，不同的到達時間只讓信號發(fā)生了相位的變化，從而在進行信道均衡后可以將ICI的影響降到最低。

通過分析，循環(huán)前綴主要有兩個作用：一個是維持子載波間的正交性，保證積分區(qū)間內子載波個數為整數；二是提供保護間隔，將可能存在的其他符號的信號去除。采用空白保護間隔可以滿足第二個作用，在接收信號時對信號進行符號分割，保證每個接收窗內僅存在當前符號，則可以實現消除ISI的目的，如圖4所示，在加入CP和保護間隔后，ISI均可以得到抑制。對于ICI，可以通過選取合適的時間窗長度，使其大于每個符號的持續(xù)時間，而又不至于發(fā)生混疊，這樣對于整個積分區(qū)間，不同子載波的周期數仍然是整數，如圖5所示，所以可以抗載波間干擾。假設接收時的采樣率為Fq，采樣點數為Nm，則經過FFT以后，需要滿足 Δf為Fq/Nm的整數倍，才可以準確地將對應子載波的權值解調出來。如果不滿足此條件，需要將積分區(qū)間補零，直至滿足此條件。

圖4 抗ISI原理圖Fig.4 Schematic diagram of ISI resistance

圖5 抗ICI原理圖Fig.5 Schematic diagram of ICI resistance

3.2 一體化信號處理方法

本文提出的基于OFDM-chirp信號的一體化波形設計和處理方法如圖6所示，首先將通信信息經過分組和編碼以后與雷達信號一起調制到不同的符號上，經過無線傳輸和探測場景以后到達接收端。在接收端，首先對接收到的信號進行符號分割和信號補零。利用一體化信號中調制的chirp信號進行多普勒估計，并對頻偏進行補償。在補償多普勒之后，雷達與通信信號就可以實現正交解調和分離。利用解調出的雷達信號可以進行后續(xù)的探測成像處理，并輔助通信信號實現信道估計，從而恢復出原始通信信息。

圖6 基于OFDM-chirp信號的雷達通信一體化波形設計與處理流程圖Fig.6 Joint radar and communication waveform design and processing flow chart based on OFDM chirp signal

3.2.1 一體化信號探測存在距離模糊現象及補償方法

由于OFDM-chirp信號解調的時候需要進行頻域的抽取，所以采用其進行探測成像時會有固有的距離模糊問題，下面將具體分析其距離模糊成因。

雷達探測和成像等功能需要獲取目標的位置信息，距離向的位置信息是利用脈沖壓縮以后的峰值位置來確定的。對于一個信號而言，如果在時域僅僅發(fā)生了移位或者是循環(huán)移位，對應的，其頻域信號的幅值不變，而相位會發(fā)生變化。而脈沖壓縮的頻域處理正是利用了這一原理，獲取了目標在頻域的相位移動特性，并通過傅里葉逆變換到時域，從而得到信號在時域上的平移距離。

在OFDM-chirp信號解調時，需要對頻域信號進行抽取。抽取將會導致部分信息的缺失，如果載波上的相位移動超過一個周期，就會發(fā)生距離模糊現象。如圖7所示，信號在時域發(fā)生了平移，相應的，經過傅里葉變換后某一載波的相位也發(fā)生了改變。如果相位的改變正好是 2π的整數倍，那么他們在頻域抽取以后就無法區(qū)別。所以我們需要將探測范圍限定在最大不模糊距離以內。在實際系統(tǒng)中，可以結合數字波束成形(Digital Beam Forming,DBF)等技術，來達到這一限制。

圖7 距離模糊成因Fig.7 Causes of distance ambiguity

3.2.2 多普勒頻移的估計與補償

OFDM通信系統(tǒng)是多載波系統(tǒng)，多普勒頻移對多載波系統(tǒng)的性能影響比較嚴重。當頻偏很小的時候，通信系統(tǒng)的星座圖將發(fā)生偏移，而隨著多普勒頻偏的增大，通信系統(tǒng)星座圖將發(fā)生非常嚴重的惡化。不僅如此，多普勒頻偏還會影響子載波之間的正交性，造成能量的泄漏，這將嚴重影響雷達探測成像的性能和通信誤碼率。在OFDM通信系統(tǒng)里，有專門的訓練序列用于頻率同步的粗估計和精估計，這些額外的開銷也將會造成頻譜資源的浪費。對于OFDM系統(tǒng)而言，保證子載波間正交性的條件是

T表示信號周期，m和n分別表示不同的子載波序號。對于不同的子載波，在完整的信號周期內兩者積分結果為0。當由于物體運動產生多普勒或者發(fā)射端和接收端的本振頻率存在偏差時，會產生頻偏。頻偏會使得原本正交的各個子載波之間產生干擾，從而導致信號解調出現錯誤。

本文設計的發(fā)射信號可以表示為

其中，fc為載波頻率，sl(t)為基帶信號。

不考慮噪聲的情況下，在接收端通過去載頻和低通濾波器以后的接收信號為

其中，fd為多普勒頻偏。

對于一體化信號而言，fd會產生兩類影響，一類是破壞子載波的正交性，導致雷達信號與通信信號產生相互干擾，另一類是雷達信號和通信信號各自的子載波間產生干擾，從而影響性能。對于第1類影響，頻率的偏移導致各自信號的能量泄漏到另一組子載波上，其能量泄漏與原能量的比值可以用歸一化多普勒頻偏表示。

定義ε為歸一化子載波偏移為頻偏與子載波間隔的比值

定義泄漏到另一子載波組的能量與原信號能量之比為

其中，Ecom,rad表示泄漏到雷達子載波中的通信信號的能量，Ecom表示原通信信號的能量，Erad,com表示泄漏到通信子載波中的雷達信號的能量，Erad表示原始雷達信號的能量。這部分能量的泄漏可以近似看作加性噪聲，會造成雷達信號的脈沖壓縮性能的下降，積分旁瓣比(Integrate the Side Lobe Ratio,ISLR)的惡化，并會造成誤碼率的上升。

第2類影響是兩種功能的信號之間的子載波間存在相互干擾的結果。對于探測信號，該部分影響主要表現為影響脈壓結果和峰值的位置，對于通信信號，該部分干擾會使通信星座圖發(fā)生偏轉并最終發(fā)生混疊，嚴重影響通信性能。

首先分析頻偏對探測信號的影響，不考慮子載波組間泄漏能量的情況下，解調以后的雷達信號頻域形式可以表示為

頻域匹配濾波器為

匹配濾波以后

變換至時域以后

可以看出，頻偏會影響脈壓結果，并影響脈壓峰值的位置。

下面對通信信號進行分析，不考慮泄漏能量的情況下，假設發(fā)射端調制的通信信號經過采樣后為

其中，N為采樣點數，Xcom如式(5)所示。

經過多普勒偏移以后的信號為

其中，w(n)為噪聲序列。

對接收信號做FFT可得

可以得到

其中

從式(19)可以看出，隨著ε的增大，也就是多普勒頻移的增大，得到的信號序列與原序列的差距也就越大。對應的星座圖的變化如圖8所示。星座圖從一開始的小幅偏轉和彌散，到逐漸混疊，多普勒對通信誤碼率的影響變得越來越不可忽視。所以需要對多普勒頻偏進行補償。

圖8 星座圖隨著多普勒頻移增大的變化特性Fig.8 Variation characteristics of communication constellation with Doppler shift increasing

OFDM系統(tǒng)中，一般采用訓練序列來進行時間的同步和頻偏的估計。在一體化系統(tǒng)中，如果添加同步序列，也會降低頻譜利用率并破壞奇偶載波之間的正交性。所以本文提出可以利用已知的雷達信號進行頻偏的估計。在不存在多普勒頻偏時，如果直接對雷達信號所在頻點進行抽取，并與頻域參考信號進行匹配濾波，其功率輸出最大。在存在多普勒頻偏時，采用前文所述方法進行解調并頻域抽取時，由于子載波頻率發(fā)生偏移，解調時引入了干擾噪聲，這對于匹配濾波的功率輸出是沒有貢獻的。所以，找到雷達信號匹配濾波輸出最大時的多普勒頻率偏移即為多普勒頻偏的估計值。

得到多普勒頻偏的估計值以后，就可以對信號進行頻偏補償。對已知頻偏的信號有兩種方法，一種是時域的方法，將信號乘上一個多普勒補償因子，從而得到補償以后的信號，如式(20)所示。

第2種方法是頻域方法

如圖9所示，在正交解調前，先利用已知的先驗信息對頻譜偏移進行估計并補償，之后采用正交解調的方法，就可以將雷達信號和通信信號進行分離。

圖9 多普勒頻移補償方法流程圖Fig.9 Flow chart of Doppler shift compensation method

3.2.3 一體化信號信道估計方法

在接收端補償多普勒頻偏以后，雷達信號與通信信號為兩組正交信號，利用其頻偏交叉的特性，可以利用雷達信號的先驗信息對信道進行估計，并在插值后得到通信信號的信道估計結果，實現信道均衡與同步等操作。用于一體化信號的信道估計方法如圖10所示。同時該方法可以很容易地判斷哪些子載波上的信號發(fā)生了深衰落，從而針對性地使用其他的子載波來進行大數據量的傳輸。

圖10 一體化信號信道估計流程Fig.10 Flow chart of integrated signal channel estimation

3.2.4 一體化信號的峰均功率比的影響

峰均功率比(Peak to Average Power Ratio,PAPR)，也稱作峰均比(Peak to Average Ratio,PAR)，其定義如式(23)所示

其中，xn為時域信號序列。

由于OFDM采用多載波技術，當各個子載波相位相同時，會出現比較高的峰值功率，從而導致其具有高的峰均功率比。在傳統(tǒng)通信領域，通信信號被調制到特定的星座圖上，這將導致其多個子載波的相位一定是相同的，從而產生較大的峰值功率。

雷達探測所使用的線性調頻信號，通過二次相位調制，保證了其時域恒模的特性，在OFDM子載波上調制二次相位的chirp信號可以有效地降低峰均比。所以使用OFDM-chirp信號進行一體化波形設計時，與OFDM通信信號相比，峰均功率比也會下降。

3.3 使用循環(huán)前綴與本文方法信噪比分析

本節(jié)主要對使用循環(huán)前綴的信號與使用空白保護間隔方法的信噪比進行了對比和分析。

使用循環(huán)前綴的信號，假設發(fā)射信號每個符號包含的通信信號的能量為Ets，符號持續(xù)時間為Tg+Ts，其中Tg為循環(huán)前綴長度。接收窗持續(xù)時間為Ts，信號傳信率為Rb，噪聲等效帶寬為W，從發(fā)射到采樣信號經過的信道總衰減為L，其中包含了多徑的影響。從而可以得出，對于使用循環(huán)前綴的信號，接收信號有用信息的總能量為

噪聲信號的總能量為

其中，Eb表示通信信號的每比特平均功率。

對于使用空白保護間隔的信號，假設其他參數都與使用CP的信號相同，不同的是其符號持續(xù)時間為Ts，接收窗持續(xù)時間為Ts+Tg?？梢缘贸觯邮招盘栍杏眯盘柕目偰芰繛?/p>

噪聲信號的總能量為

從而可以得出使用空白保護間隔的(Eb/N0)′

從而可以得出結論，使用循環(huán)前綴的方法在發(fā)射信號的能量利用率上比較低，但是接收時間窗的增加會使使用空白保護間隔的系統(tǒng)噪聲能量的增加。如果接收窗持續(xù)時間選取與帶有CP的信號發(fā)射時長一致的時間窗，則在其他條件都相同的條件下，兩者的Eb/N0一樣。在實際應用中，傳統(tǒng)信號還需要訓練序列和導頻等額外開銷，這些開銷會進一步降低頻譜利用率和能量效率，所以采用本文所提出的信道估計方法可以提升頻譜效率和能量利用率。

4 仿真實驗

為了驗證本文所提的OFDM-chirp雷達通信一體化波形設計和處理方法的有效性，本文設計了仿真實驗進行驗證。本文仿真參數如表1所示，所采用的通信調制方法為QPSK調制。從圖11(c)可以看出，多普勒頻偏帶來的子載波正交性的破壞造成了積分旁瓣比的抬升。圖11(b)可以看出，多普勒同時會帶來脈壓位置的改變，從而影響了雷達探測性能。圖11(c)展示了在不同多普勒頻偏的條件下，一體化信號中雷達探測信號積分旁瓣比的變化。圖11(d)展示了不同多普勒頻偏下通信誤碼率的結果?？梢钥吹剑嗥绽疹l偏會對一體化信號的性能產生嚴重影響。

表1 仿真參數Tab.1 Simulation parameters

圖11 多普勒頻偏帶來的影響Fig.11 Influence of Doppler-shift

圖12給出了多普勒頻偏對點目標成像影響的仿真結果。圖12(a)展示了使用CP的一體化信號在ε=0.1時的成像結果。圖12(b)為使用CP的一體化信號經過多普勒補償以后的成像結果。圖12(c)為本文設計的OFDM-chirp一體化信號在ε=0.1時的成像結果。圖12(d)為本文設計的OFDM-chirp一體化信號經過多普勒補償以后的成像結果。從圖12(b)和圖12(d)的對比可以看出，本文方法的點目標成像具有較少的模糊能量。圖13針對圖12(b)和圖12(d)的結果給出了距離向切片，其相關指標如表2所示，本文設計信號的探測信號峰值旁瓣比(Peak Side Lobe Ratio,PSLR)為–13.24dB，優(yōu)于使用CP的一體化信號–10.94dB的PSLR；并且ISLR為–9.67dB，優(yōu)于傳統(tǒng)方法的–6.04dB。

表2 點目標距離向切片指標對比(補償多普勒后)Tab.2 Index comparison of point target

圖12 受多普勒影響的點目標成像仿真結果Fig.12 Imaging results of point target affected by frequency offset

圖13 點目標距離向切片指標對比Fig.13 Index comparison of point target

圖14展示了一體化信號的通信傳輸仿真結果。圖14(a)為傳輸的原始圖像，圖14(b)為ε=0.1時接收圖像，此時誤碼率為0.028，圖14(c)為經過多普勒補償和信道估計以后的接收圖像，此時誤碼率為0.00071?？梢钥闯?，本文所提出的多普勒補償方法和信道估計方法可以有效地補償多普勒頻偏和信道失真帶來的影響。

圖14 通信傳輸結果Fig.14 Results of communication transmission

圖15給出了使用CP和本文方法在無多普勒頻偏時，每個符號的信號能量、噪聲功率譜密度一樣情況下的誤碼率性能表現，其中藍色線條表示理論誤碼率，采用調制方式為QPSK。仿真結果表明，一體化波形的通信傳輸性能與理論誤碼率比較吻合。

圖15 通信誤碼率與Eb/N0的關系Fig.15 The relationship of communication error rate andEb/N0

圖16給出了在多徑情況下本文方法與使用CP方法的性能對比。在此仿真中，調制方式為QPSK，多徑信號對應的距離為[0192m384m]，多徑信號功率比為[1 1 1]。傳統(tǒng)方法的循環(huán)前綴Tg=Ts/4，并使用了1/4的子載波調制導頻信號?？梢钥闯?，在存在多徑時直接解調的誤碼率非常高，在進行信道估計以后，誤碼率性能得到了提升，并且采用本文提出的方法后，誤碼率性能要優(yōu)于使用循環(huán)前綴并采用1/4子載波調制導頻信號的傳統(tǒng)方法。而且本文方法不需要導頻信號，與傳統(tǒng)方法相比，提升了頻譜效率和能量利用率。

圖16 多徑情況下誤碼率性能對比Fig.16 BER performance comparison in the presence of multipath

圖17給出了QPSK調制下，OFDM-chirp一體化信號與通信信號的峰均功率比的概率密度分布函數。圖17(a)、圖17(b)、圖17(c)分別給出了64個子載波、256個子載波和512個子載波下的PAPR對比情況，其中C表示通信信號，JRC表示一體化信號。從圖17可以看出，隨著子載波個數的增加，峰均功率比變大的概率更高；與OFDM通信信號相比，采用OFDM-chirp調制以后，一體化信號的峰均比約下降4dB，這對于提高通信性能具有非常重要的意義。在更低的峰均比下，功率放大器的性能可以得到更大的釋放，從而在實際應用中可以發(fā)射更大功率的信號。

圖17 不同載波個數下的一體化信號的峰均功率比Fig.17 Peak to average power ratio of integrated signal with different number of carriers

5 結論

本文針對雷達通信一體化波形設計和處理方法開展了研究，提出了一種新的基于OFDM-chirp信號的一體化波形設計方法，分析了該方法設計的一體化信號在多普勒頻偏存在時的性能退化機理，提出了相應的補償方法和信道估計方法，并利用仿真實驗進行了驗證。其優(yōu)點如表3所示。傳統(tǒng)方法采用循環(huán)前綴的設計來降低ICI和ISI，但是會影響雷達的探測性能。本文提出的方法與傳統(tǒng)波形設計方法相比，沒有采用循環(huán)前綴的設計，而是采用空白保護間隔，避免了虛假目標的同時，提升了能量利用率，仿真表明該方法在不影響通信性能的情況下提升了雷達探測成像的性能。在QPSK的條件下，與OFDM通信信號相比，一體化信號的峰均比約降低4dB。本文提出的一體化波形的處理方法可以有效地對抗多徑效應和多普勒頻偏，存在多徑的信道可以被有效的估計，并且補償頻偏以后誤碼率大大降低。本文所提方法在點目標成像方面，PSLR由傳統(tǒng)方法的–10.94dB降低至–13.24dB，ISLR由–6.04dB降低至–9.67dB。仿真實驗驗證了以上結論。

表3 本文方法與傳統(tǒng)方法對比Tab.3 The comparison between traditional method and the method proposed in this paper