王喜亮，崔文峰，童克鋒，陳雪龍，喬志軍，阮殿波

(1寧波市江北九方和榮電氣有限公司，浙江 寧波315000；2寧波中車新能源科技有限公司，浙江 寧波315111；3寧波大學，浙江 寧波315211)

超級電容由于具有功率密度高、充放電能力強、循環(huán)使用壽命長等優(yōu)點，在軌道交通、可再生能源、微網(wǎng)儲能等重要領域得到了廣泛應用[1-6]。當系統(tǒng)提供的輸入功率或所需的輸出功率出現(xiàn)波動時，通過超級電容的快速充放電，可有效提高整體能量利用率及系統(tǒng)穩(wěn)定性[7-8]。為實時控制超級電容的充放電狀態(tài)，需要通過電力電子變換器將其與輸入/輸出端口相連以調節(jié)功率傳輸?shù)姆较蚝痛笮　?/p>

由于超級電容儲能端口的能量在工作時要不斷地進行存儲和釋放，因此通常需在系統(tǒng)中引入雙向直流變換器來實現(xiàn)能量的雙向流動[9-14]。目前，應用較廣泛的電路包括雙向Buck/Boost 變換器、雙向Cuk 變換器等。如文獻[11]將非隔離型雙向Buck/Boost變換器應用于城軌交通領域，軌道車輛在制動時可以通過該變換器回收部分機械能至超級電容儲能，而在車輛啟動時又通過變換器將能量從超級電容儲能回饋給電網(wǎng)，達到節(jié)約能源的目的。此外，為了減小儲能端口的電流紋波，在傳統(tǒng)的雙向Buck/Boost變換器的基礎上，文獻[15]采用了兩相交錯并聯(lián)連接方式，通過開關器件占空比的移相，儲能端口兩個電感的部分電流紋波將相互抵消；此外，文獻[16-17]還對兩相交錯并聯(lián)雙向Buck/Boost變換器進行了改進，通過增加一個電容獲得了更大的電壓增益。除了減小儲能端口的電流紋波外，輸入端口的電流紋波也應該盡可能小?；诖?，文獻[18]提出了一種交錯式三電平低紋波雙向直流變換器，輸入與儲能端口均與電感相連，使得輸入輸出電流連續(xù)、紋波小。另一方面，由于超級電容在不斷充放電的過程中，電壓的變化范圍大。針對這一特性，文獻[19]提出了一種新穎的開關準Z源雙向直流變換器，與傳統(tǒng)雙向直流變換器相比，在升壓和降壓過程中電壓增益倍數(shù)分別提升了1/4和減小了1/5，有效拓寬了升降壓比范圍。

雖然通過上述兩端口直流變換器可以有效地連接超級電容和輸入端口，但是當超級電容向輸出負載供電時能量至少需要經(jīng)過兩級變換器，將導致系統(tǒng)損耗大、效率低。該問題可通過在超級電容儲能端口與輸出負載端口之間額外添加一個變換器得以解決，但是由于所需元件多，系統(tǒng)的成本將增大。為了提高系統(tǒng)效率、降低系統(tǒng)成本，國內外學者[20-22]提出了三端口變換器并將其應用于包含儲能單元的系統(tǒng)中，使得輸入端口、儲能端口和輸出端口之間的功率變換都僅需經(jīng)過一個變換器。結合超級電容的寬電壓變化特性、小電流紋波要求，本工作提出了一種適用于超級電容儲能的集成三端口變換器，通過共用雙向Cuk變換器與boost-半橋變換器中的元件，變換器所需的元件少、成本低；不僅如此，三個端口之間的功率傳遞均僅需經(jīng)過一級變換器，端口的電流均為連續(xù)、電流紋波小，超級電容儲能端口相比于輸入端口可實現(xiàn)升降壓變換。

1 拓撲結構及工作原理

1.1 拓撲結構

本文提出的一種適用于超級電容儲能的集成三端口變換器的具體拓撲結構如圖1所示，輸入端口Vi、超級電容儲能端口SC 和輸出端口Vo之間的功率傳輸均只需經(jīng)過一個變換器，系統(tǒng)集成度高、所需元件少。其中，輸入端口Vi和超級電容儲能端口SC 對稱連接，它們與輸出端口Vo之間的等效電路均為集成boost+半橋變換器；端口Vi和端口SC 之間的等效電路為典型的雙向Cuk變換器，可以實現(xiàn)升降壓變比。此外，三個端口分別與電感Li、Lsc和Lo連接，因此端口的電流紋波小。

根據(jù)輸入端口Vi與輸出負載端口Vo之間的功率關系，該變換器共有4種工作模態(tài)。

圖1 應用于超級電容儲能的集成三端口變換器拓撲結構Fig.1 Proposed integrated three-port topology for supercapacitor energy storage

（1）模態(tài)1：當輸入端口功率Pi大于輸出負載端口功率Po時，輸入端口Vi同時向輸出負載端口Vo及超級電容SC 提供能量，超級電容SC 被充電。此時，電感Li和Lsc的電流平均值均大于零：ILi>0，ILsc>0；

（2）模態(tài)2：當輸入端口功率Pi等于輸出負載端口功率Po時，輸入端口Vi僅向輸出負載端口Vo提供能量，超級電容SC 既不充電也不放電。此時，ILi>0，ILsc=0；

（3）模態(tài)3：當輸入端口功率Pi小于輸出負載端口功率Po時，輸入端口Vi及超級電容SC同時向輸出負載端口Vo提供能量，超級電容SC 被放電。此時，ILi>0，ILsc<0；

（4）模態(tài)4：當輸入端口功率Pi等于0 時，僅由超級電容SC向輸出負載端口Vo提供能量，超級電容SC被放電。此時，ILi=0，ILsc<0；

在上述4種工作模態(tài)下，僅電流ILi和ILsc的大小或方向發(fā)生變化，如圖2所示。所提出的變換器在這4種模態(tài)下的工作原理基本相似，具有良好的一致性。

圖2 4種工作模態(tài)下電流iLi和iLsc的示意圖Fig.2 iLi and iLsc under four working modes

1.2 工作原理分析

由于所提出的集成三端口變換器在不同模態(tài)下的工作原理基本相似，本節(jié)將以模態(tài)1為例對其工作原理進行詳細說明。為方便分析，將變壓器T1的勵磁電感和漏感分別等效到原邊，記為Lm和Lr，如圖1 所示。在工作模態(tài)1 下，ILi>0，ILsc>0，對應的主要工作波形如圖3 所示。其中，vgs1～vgs3分別為開關管S1～S3的驅動信號，在任意時刻都有且僅有兩個開關管導通；iLi、iLsc和iLo分別為電感Li、Lsc和Lo的電流，ip和iLm分別為變壓器原邊電流和勵磁電流，iD1和iD2分別為二極管D1和D2的電流。由于Lm較大，假設iLm基本不變。當忽略較短的開關過程時，變換器在一個開關周期內共有5種不同的換流階段，它們的等效工作電路分別如圖4～8所示。

圖3 所提出變換器在模態(tài)1時的主要工作波形示意圖Fig.3 The main working waveforms of the proposed converter during mode 1

（1）換流階段1(ta～tb)：ta時刻前，開關管S2、S3導通、開關管S1關斷，二極管D1反向偏置、二極管D2正向偏置。在ta時，關斷開關管S2、開通開關管S1，二極管D1變成正向偏置，于是變壓器T1的原副邊繞組被短路，等效工作電路如圖4 所示。在此模態(tài)，漏感Lr被充電，變壓器原邊電流ip迅速增大；電感Li被放電，電流iLi減?。浑姼蠰sc被充電，電流iLsc增大；電感Lo被放電，電流iLo減小。它們的電流變化率如式(1)所示，其中Vi、Vo和Vsc分別為輸入端口、輸出負載端口和超級電容兩端的電壓，VC1、VCb分別為電容C1、Cb的電壓。在本階段，二極管電流iD1增大、iD2減小。

圖4 換流階段1下的等效電路圖Fig.4 Equivalent circuit of interval(ta～tb)

（2）換流階段2(tb～tc)：tb時，變壓器原邊電流ip增大至勵磁電感電流iLm與電流iLo通過副邊繞組NS1反饋至原邊繞組Np的電流之和，二極管D2變成反向偏置，等效工作電路如圖5 所示。電感Li保持被放電、Lsc保持被充電，電流iLi繼續(xù)減小、iLsc繼續(xù)增大；電感Lo被充電，電流iLo由減小變?yōu)樵龃螅挥捎谧儔浩骼@組的電壓不再為零，漏感Lr的充電電壓降低，ip緩慢增大；它們的電流變化率如式(2)所示。

圖5 換流階段2下的等效電路圖Fig.5 Equivalent circuit of interval(tb～tc)

（3）換流階段3(tc～td)：tc時，開關管S3關斷、開關管S2開通，則二極管D2變成正向偏置，于是變壓器T1的原副邊繞組再次被短路，等效工作電路如圖6所示。由于S2開通，此時漏感Lr被放電，變壓器原邊電流ip迅速減?。辉诖四B(tài)，電感Li保持被放電，電流iLi減小；Lsc也被放電，電流iLsc減?。浑姼蠰o被放電，電流iLo減小，它們的電流變化率如式(3)所示。在本階段，二極管電流iD1減小、iD2增大。

圖6 換流階段3下的等效電路圖Fig.6 Equivalent circuit of interval(tc～td)

（4）換流階段4(td～te)：td時，變壓器原邊電流ip減小至勵磁電感電流iLm與電流iLo通過副邊繞組NS2反饋至原邊繞組Np的電流之差，二極管D1變成反向偏置，等效工作電路如圖7所示。由于變壓器繞組的電壓不再為零，漏感Lr的放電電壓降低，ip緩慢減小。在本模態(tài)，電感Li保持被放電，電流iLi減小；Lsc保持被放電，電流iLsc減小；電感Lo被放電，電流iLo減小。它們的電流變化率如式(4)所示。

圖7 換流階段4下的等效電路圖Fig.7 Equivalent circuit of interval(td～te)

（5）換流階段5(te～tf)：te時，開關管S1關斷、開關管S3開通，等效工作電路如圖8所示。在本模態(tài)，ip和iLo的變化趨勢不變；電感Li被充電，電流iLi增大；Lsc被充電，電流iLsc增大。它們的電流變化率如式(5)所示。在tf時刻，開關管S2關斷，一個開關周期結束。

圖8 換流階段5下的等效電路圖Fig 8. Equivalent circuit of interval(te～tf)

2 特性分析

2.1 電壓增益

由于換流階段1、3相比于其他換流階段較短，為方便分析將其忽略。根據(jù)上述工作原理介紹可知：當開關管S3導通時，Lsc被VC1-Vsc充電；當開關管S3關斷時，Lsc被-Vsc充電。當開關管S1導通時，Li被Vi-VC1放電；當開關管S1關斷時，Li被Vi充電。當開關管S2導通時，Lo被NS2VCb/Np-Vo充電；當開關管S2關斷時，Lo被NS1(VC1-VCb)/Np-Vo放電。根據(jù)磁平衡原則可知，電感電壓在一個開關周期內的平均值為零。因此，可得Vsc、Vi、Vo與VC1之間的關系，如式(6)所示，其中DS1、DS2、DS3分別為開關管S1、S2、S3的占空比。此外，變壓器的繞組電壓在一個開關周期內的平均值也為零，因此可進一步求得VCb與VC1之間的關系，如式(7)所示

由于任意時刻開關管S1、S2、S3中都有兩個為導通狀態(tài)，可得

由式(6)～(8)可進一步求得不同端口電壓Vi、Vo和Vsc之間的電壓增益，如式(9)所示。

由式(9)可知，通過控制占空比DS1和DS3，可自由調節(jié)Vi、Vo和Vsc之間的電壓關系，而且Vsc可以大于或小于Vi，適用于電壓變化范圍寬的超級電容端口。圖9 給出了在表1 系統(tǒng)參數(shù)下，DS1、DS3隨Vsc/Vi變化的關系曲線，隨著Vsc/Vi的增大，DS1將減小、DS3將增大。

圖9 DS1、DS3隨Vsc/Vi變化的關系曲線Fig.9 Relationship between DS1,DS3 and Vsc/Vi

表1 系統(tǒng)主要仿真參數(shù)Table 1 Main simulation parameters of the system

2.2 電壓電流應力

由圖2 可知，電感電流的Li、Lsc和Lo的電流平均值分別等于端口Vi、Vsc和Vo的平均電流；另一方面，根據(jù)上述原理分析中電感的充放電情況，求得它們的紋波電流如式(10)所示。由于流經(jīng)電容Cb的電流在一個開關周期內的平均值必須為零，可進一步求得勵磁電流與電感電流ILo的關系，如式(11)所示。

根據(jù)圖1變換器拓撲結構可知，開關管S1～S3在關斷時均會被電容C1鉗位，因此它們的關斷電壓為VC1。在換流階段2，開關管S1、S3同時導通，它們的電流分別為ip-iLi和ip+iLsc，且此時ip=iLm+NS1iLo/Np；在換流階段4，開關管S1、S2同時導通，它們的電流分別為-iLi-iLsc和-ip-iLsc，且此時ip=iLm-NS2iLo/Np；在換流階段5，開關管S2、S3同時導通，它們的電流分別為-ip+iLi和iLi+iLsc，且此時ip=iLm-NS2iLo/Np。當忽略電流紋波時，求得開關管S1～S3的電流有效值分別如式(12)所示。另一方面，二極管D1在換流階段1～3 導通、在換流階段4～5 關斷，它的關斷電壓為(NS1+NS2)VCb/Np、電流平均值為(1-DS2)ILo；同理，二極管D2在換流階段2關斷、在其他換流階段導通，它的關斷電壓為(NS1+NS2)(VC1-VCb)/Np、電流平均值為DS2ILo。

3 仿真驗證

為了驗證提出的三端口變換器的有效性，本節(jié)通過搭建仿真模型對其進行驗證，系統(tǒng)主要的仿真參數(shù)如表1所示。

圖10 和圖11 分別給出了在Vsc=300 V 和Vsc=500 V兩種電壓情況下的開關管S1～S3的驅動信號vgs1～vgs3、三個端口的電壓vi、vsc、vo、變壓器原邊電流ip和二極管電流iD1～iD2的波形。由仿真結果可知，在兩種情況下所提出的變換器均能正常工作，而且通過調節(jié)vgs1～vgs3的占空比，可以實現(xiàn)超級電容儲能端口相對輸入端口的升降壓變換。

圖10 Vsc=300 V下部分工作波形圖Fig.10 The partial working waveform of the supercapacitor voltage at 300 V

圖11 Vsc=500 V下部分工作波形圖Fig.11 The partial working waveform of the supercapacitor voltage at 500 V

此外，圖12～15還分別給出了在Vsc=300 V下四種模態(tài)中電感電流iLi、iLsc和iLo的波形。由圖12可知，在模態(tài)1 下iLi、iLsc和iLo的平均值均大于零，因此輸入端口向超級電容端口和輸出端口同時供能；由圖13 可知，在模態(tài)2 下iLi和iLo的平均值大于零、iLsc的平均值為零，因此輸入端口單獨向輸出端口供能；由圖14可知，在模態(tài)3下iLi和iLo的平均值大于零、iLsc的平均值小于零，因此輸入端口和超級電容端口聯(lián)合向輸出端口供能；由圖15可知，在模態(tài)4下iLi的平均值為零、iLo的平均值大于零、iLsc的平均值小于零，因此超級電容端口單獨向輸出端口供能。在Vsc=500 V 下，變換器的工作原理及工作波形相似，此處不再給出。

圖12 工作模態(tài)1下的各電感電流波形Fig.12 The current waveform of each inductor under mode 1

圖13 工作模態(tài)2下的各電感電流波形Fig.13 The current waveform of each inductor under mode 2

圖14 工作模態(tài)3下的各電感電流波形Fig.14 The current waveform of each inductor under mode 3

圖15 工作模態(tài)4下的各電感電流波形Fig.15 The current waveform of each inductor under mode 4

4 結 論

本文提出了一種適用于超級電容儲能的集成三端口變換器，由理論分析和仿真結果可知，該變換器具有以下優(yōu)點。

（1）由于三個端口Vi、SC、Vo均與相應的電感Li、Lsc、Lo串聯(lián)連接，因此三個端口的電流紋波小。

（2）超級電容儲能端口SC 相對輸入端口Vi的電壓關系可為升壓或降壓，能夠很好地滿足超級電容電壓變化范圍寬的工作要求。

（3）根據(jù)輸入端口和輸出端口的不同功率關系，變換器可以工作在四種模態(tài)下，而且不同模態(tài)的工作原理相似，無需額外的模態(tài)切換控制。

（4）該集成三端口變換器對雙向Cuk變換器和boost-半橋變換器的元件進行了充分的復用，所需元件少、系統(tǒng)成本低。