石 榮

(電子信息控制重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，四川 成都 610036)

0 引 言

直接序列擴(kuò)頻技術(shù)自誕生以來在軍事通信與民用通信中得到了極其廣泛的應(yīng)用[1-2]。直接序列擴(kuò)頻信號(hào)又簡(jiǎn)稱為直擴(kuò)信號(hào)，其對(duì)于傳統(tǒng)通信偵察與干擾手段來講，不僅具有低截獲概率(LPI)/低檢測(cè)概率(LPD)的特性，而且抵抗窄帶干擾的能力也較強(qiáng)，所以直擴(kuò)處理成為傳統(tǒng)通信電子防護(hù)中的重要技術(shù)手段之一，被各種軍事通信系統(tǒng)大量采用[3-4]。但是隨著通信偵察與干擾技術(shù)的持續(xù)發(fā)展與進(jìn)步，科研人員不僅研究出了一些針對(duì)直擴(kuò)信號(hào)的有效截獲與參數(shù)分析的方法，而且對(duì)于直擴(kuò)信號(hào)的干擾波形設(shè)計(jì)與干擾策略的優(yōu)化也取得了重要進(jìn)展，極大地提升了對(duì)直接序列擴(kuò)頻通信的干擾效能[5-6]。所以進(jìn)一步增強(qiáng)直擴(kuò)信號(hào)的反偵察與抗干擾性能成為通信電子防護(hù)領(lǐng)域中一個(gè)重要的研究課題。

針對(duì)這一問題，雖然也有人提出了一些改進(jìn)方法[7-8]，但是都沒有觸及信號(hào)擴(kuò)頻操作的本質(zhì)。從本質(zhì)上講，擴(kuò)頻處理就是將原有信號(hào)的頻域帶寬進(jìn)行大幅度擴(kuò)展，帶寬擴(kuò)展之后信號(hào)的頻域功率譜密度將大幅度降低。顯然，遵從能量守恒原理，帶寬擴(kuò)展的倍數(shù)與頻域功率譜密度降低的倍數(shù)近似相同。由此可見，擴(kuò)頻處理只強(qiáng)調(diào)了擴(kuò)展信號(hào)帶寬的效果，并沒有統(tǒng)一固化擴(kuò)展信號(hào)帶寬的方法與流程。按照這一本質(zhì)思想，本文在對(duì)傳統(tǒng)直擴(kuò)信號(hào)模型簡(jiǎn)要回顧之后，構(gòu)建了廣義擴(kuò)頻信號(hào)模型，采用一個(gè)寬帶幅相調(diào)制信號(hào)與原信號(hào)進(jìn)行時(shí)域相乘以使原信號(hào)頻譜帶寬大幅擴(kuò)展；而在接收端采用與這一寬帶信號(hào)幅度成倒數(shù)、相位成相反數(shù)的對(duì)偶信號(hào)同步相乘來達(dá)到恢復(fù)原信號(hào)帶寬的目的，從而實(shí)現(xiàn)廣義解擴(kuò)。顯然這一廣義擴(kuò)頻信號(hào)模型極大地?cái)U(kuò)展了擴(kuò)頻信號(hào)的集合范圍，使得傳統(tǒng)的直擴(kuò)信號(hào)成為了廣義擴(kuò)頻信號(hào)的一個(gè)子集，同時(shí)增強(qiáng)了廣義擴(kuò)頻信號(hào)的反偵察抗干擾性能，而且也使得反欺騙能力得到了一定的提升。為了驗(yàn)證上述廣義擴(kuò)頻處理的有效性，采用16幅相鍵控(APSK)調(diào)制寬帶信號(hào)對(duì)窄帶正交頻分復(fù)用(OFDM)信號(hào)進(jìn)行了廣義擴(kuò)頻與解擴(kuò)處理的仿真驗(yàn)證，展示了理論模型的正確性。詳細(xì)闡述如下。

1 傳統(tǒng)直擴(kuò)信號(hào)模型

記需要發(fā)送的原有窄帶信號(hào)為s(t)，通信發(fā)射端按照一定的規(guī)則產(chǎn)生1個(gè)由高速0/1偽碼序列調(diào)制的二相編碼信號(hào)c(t)，其取值為±1。其中典型的高速偽碼序列包括：m序列、M序列和Gold序列等，于是通信發(fā)射端生成的直接序列擴(kuò)頻信號(hào)gd(t)為：

gd(t)=s(t)·c(t)

(1)

由傅里葉變換的性質(zhì)可知：2個(gè)信號(hào)在時(shí)域上相乘，在頻域上等效于這2個(gè)信號(hào)的頻譜進(jìn)行卷積。顯然由高速偽碼序列進(jìn)行二相調(diào)制的信號(hào)c(t)為1個(gè)寬帶信號(hào)，通過式(1)的操作可使得窄帶信號(hào)s(t)的頻譜擴(kuò)展至與信號(hào)c(t)具有大約一樣的頻寬，從而達(dá)到擴(kuò)頻的目的。

通信接收端按照與發(fā)射端相同的規(guī)則生產(chǎn)信號(hào)c(t)，然后將其與接收到的信號(hào)同步相乘來實(shí)現(xiàn)信號(hào)帶寬壓縮和原有窄帶信號(hào)s(t)恢復(fù)的目的，這一操作也稱為解擴(kuò)，如下式所示：

gd(t)·c(t)=s(t)·c2(t)=s(t)

(2)

式(2)利用了二相編碼信號(hào)c2(t)=1的特性。

在上述傳統(tǒng)直擴(kuò)信號(hào)模型中對(duì)原有窄帶信號(hào)進(jìn)行帶寬擴(kuò)展是通過與由高速偽碼序列調(diào)制產(chǎn)生的寬帶信號(hào)時(shí)域相乘來實(shí)現(xiàn)的。實(shí)際上，在頻譜擴(kuò)展過程中并沒有對(duì)其中寬帶信號(hào)的信號(hào)形式作過多的限制，從本質(zhì)上講，只要發(fā)送端用于擴(kuò)頻的寬帶信號(hào)cT(t)與接收端用于解擴(kuò)的寬帶信號(hào)cR(t)同步相乘保持恒定為1即可：

cT(t)·cR(t)=1

(3)

根據(jù)上述擴(kuò)頻解擴(kuò)的本質(zhì)思想，需要跳出構(gòu)建直接序列擴(kuò)頻信號(hào)模型的傳統(tǒng)思維方式，回歸信號(hào)擴(kuò)頻的操作本質(zhì)，便可將傳統(tǒng)的直接序列擴(kuò)頻信號(hào)模型推廣至廣義擴(kuò)頻信號(hào)模型。

2 廣義擴(kuò)頻信號(hào)模型

為了討論方便，不失一般性，除特別說明之外下文中所采用的信號(hào)均是復(fù)數(shù)形式的解析信號(hào)形式。通信發(fā)送端與接收端事先協(xié)商好一個(gè)寬帶復(fù)基帶信號(hào)w(t)作為輔助擴(kuò)頻信號(hào)，如下式所表達(dá)：

w(t)=aR(t)·exp(jφR(t))

(4)

式中：aR(t)和φR(t)分別代表了調(diào)幅實(shí)函數(shù)和調(diào)相實(shí)函數(shù)，且要求aR(t)>0。

記寬帶信號(hào)w(t)的頻譜帶寬為Bw，記需要發(fā)送的窄帶信號(hào)s(t)的頻譜帶寬為Bs，且有下式成立：

Bw>>Bs

(5)

按照擴(kuò)頻通信的本源目的，通信發(fā)送方通過時(shí)域相乘運(yùn)算對(duì)需要發(fā)送的信號(hào)s(t)進(jìn)行廣義擴(kuò)頻，擴(kuò)頻之后的信號(hào)g(t)如下：

g(t)=s(t)·w(t)

(6)

由傅里葉變換的性質(zhì)可知：在時(shí)域上2個(gè)信號(hào)的相乘運(yùn)算在頻域上等效于這2個(gè)信號(hào)頻譜的卷積運(yùn)算，于是廣義擴(kuò)頻之后信號(hào)g(t)的頻譜G(ω)為：

G(ω)=S(ω)*W(ω)

(7)

式中：*表示卷積運(yùn)算符；S(ω)和W(ω)分別信號(hào)s(t)和w(t)對(duì)應(yīng)的頻譜。

根據(jù)式(5)，頻譜G(ω)的帶寬Bg滿足如下關(guān)系式：

Bg≈Bs+Bw>>Bs

(8)

由式(8)和式(5)可知，廣義擴(kuò)頻之后信號(hào)的帶寬Bg主要由輔助擴(kuò)頻信號(hào)的帶寬Bw決定，只要確保所采用的輔助擴(kuò)頻信號(hào)w(t)是一個(gè)寬帶信號(hào)，甚至是一個(gè)超寬帶信號(hào)，就能夠?qū)崿F(xiàn)將原有窄帶通信信號(hào)的頻譜帶寬極大擴(kuò)展的目的。

由于通信接收端事先已知w(t)，于是采用如下形式的輔助解擴(kuò)信號(hào)wd(t)來實(shí)施解擴(kuò)操作：

(9)

在實(shí)現(xiàn)信號(hào)同步的條件下，廣義擴(kuò)頻信號(hào)的解擴(kuò)操作仍然通過對(duì)接收到的信號(hào)進(jìn)行時(shí)域相乘運(yùn)算來完成，解擴(kuò)之后的信號(hào)r(t)如下：

r(t)=g(t)·wd(t)=s(t)·w(t)·wd(t)=s(t)

(10)

式(10)利用了輔助擴(kuò)頻信號(hào)w(t)與輔助解擴(kuò)信號(hào)wd(t)同步相乘之后恒等于1的特性，即：

w(t)·wd(t)?1

(11)

此處需要說明的是：在上述解擴(kuò)操作中，時(shí)域上盡管是2個(gè)寬帶信號(hào)相乘，但在頻域上卻出現(xiàn)了解擴(kuò)之后頻譜帶寬的壓縮，其原因在于附加了同步相乘與式(11)的約束條件，所以才出現(xiàn)了這一特殊情況。從理論上講，在上述整個(gè)廣義擴(kuò)頻處理過程中并沒有對(duì)輔助擴(kuò)頻信號(hào)w(t)提出過多的在信號(hào)形式上的限制條件，所以輔助擴(kuò)頻信號(hào)的設(shè)計(jì)與優(yōu)選具有更加廣闊的范圍。

由上可見：傳統(tǒng)的直接序列擴(kuò)頻信號(hào)僅僅是廣義擴(kuò)頻信號(hào)的一個(gè)子集，即廣義擴(kuò)頻解擴(kuò)操作向下兼容傳統(tǒng)的直接序列擴(kuò)頻解擴(kuò)操作。除此子集之外，廣義擴(kuò)頻信號(hào)還有一個(gè)重要子集是廣義調(diào)相擴(kuò)頻信號(hào)，即在信號(hào)設(shè)計(jì)上附加恒包絡(luò)限制條件，這就意味著在式(4)中不做幅度調(diào)制，令aR(t)?1，而僅僅采用相位調(diào)制，此時(shí)稱之為廣義調(diào)相擴(kuò)頻信號(hào)。在此情況下，輔助擴(kuò)頻信號(hào)與輔助解擴(kuò)信號(hào)將簡(jiǎn)化如下：

w(t)=exp(jφR(t))

(12)

wd(t)=exp(j(-φR(t)))

(13)

顯然，當(dāng)φR(t)為模擬調(diào)相函數(shù)時(shí)就可以產(chǎn)生模擬調(diào)相擴(kuò)頻信號(hào)，當(dāng)φR(t)為普通直擴(kuò)序列的相位變化函數(shù)時(shí)，則上述擴(kuò)頻解擴(kuò)過程將退化為傳統(tǒng)的直接序列擴(kuò)頻信號(hào)的擴(kuò)頻解擴(kuò)過程。

由此可見，廣義擴(kuò)頻信號(hào)模型是傳統(tǒng)直擴(kuò)信號(hào)模型的擴(kuò)展，比傳統(tǒng)模型更具普遍性，且向下兼容傳統(tǒng)直擴(kuò)信號(hào)模型，這樣的擴(kuò)展實(shí)際上為信號(hào)反偵察抗干擾性能的提升提供更廣的自由度。

3 廣義擴(kuò)頻信號(hào)的反偵察抗干擾特性

將一個(gè)通信信號(hào)進(jìn)行擴(kuò)頻處理的目的是使該信號(hào)的功率盡可能地分布在更寬的頻率帶寬上，降低其功率譜密度，從而減小其被偵察截獲的概率，同時(shí)確保第三方在不知道擴(kuò)頻操作輔助信號(hào)的情況下無法對(duì)截獲到的信號(hào)實(shí)施解擴(kuò)；另一方面，也難以對(duì)擴(kuò)頻之后的信號(hào)實(shí)施高效的干擾。但是隨著通信偵察干擾技術(shù)的不斷發(fā)展進(jìn)步，根據(jù)公開文獻(xiàn)資料報(bào)道可知，目前偵察方對(duì)于傳統(tǒng)直接序列擴(kuò)頻通信信號(hào)可獲得其全部信號(hào)參數(shù)，甚至在一定條件下能夠估計(jì)并恢復(fù)擴(kuò)頻碼序列，從而對(duì)截獲的信號(hào)進(jìn)行非合作解擴(kuò)，然后在調(diào)制識(shí)別的基礎(chǔ)上對(duì)解擴(kuò)后的信號(hào)進(jìn)行解調(diào)，從而恢復(fù)出物理層通信比特流，這極大地降低了該信號(hào)的反偵察能力；在此基礎(chǔ)上，干擾方利用偵察獲知的擴(kuò)頻碼序列也可以合成高效的干擾波形，提升其干擾效率。由此可見：上述情況反映出傳統(tǒng)直接序列擴(kuò)頻信號(hào)的通信電子防護(hù)性能也開始逐漸下降。

如前所述，廣義擴(kuò)頻處理為擴(kuò)頻信號(hào)的設(shè)計(jì)提供了更廣的自由度，這也使得其反偵察抗干擾能力有了進(jìn)一步的增強(qiáng)，同時(shí)反欺騙能力也得到了一定的提升，具體分析如下：

(1) LPI/LPD等反偵察特性

由式(8)可知，在Bw>>Bs的條件下,擴(kuò)頻之后的信號(hào)帶寬Bg主要由輔助擴(kuò)頻信號(hào)的帶寬Bw決定，擴(kuò)頻操作能夠使擴(kuò)頻之后信號(hào)的平均功率譜密度Dg相對(duì)于信號(hào)原有的平均功率譜密度Ds降低G倍，G又稱為擴(kuò)頻增益:

(14)

式中：Ps為信號(hào)功率。

通過降低信號(hào)的頻域功率譜密度使信號(hào)具有LPI/LPD特性，這一點(diǎn)與傳統(tǒng)直擴(kuò)信號(hào)是類似的。但是針對(duì)傳統(tǒng)直接序列擴(kuò)頻信號(hào)，偵察方如果采用平方譜或高次方譜等非線性檢測(cè)與參數(shù)估計(jì)方法，仍然能夠?qū)U(kuò)頻之后的信號(hào)進(jìn)行截獲，并估計(jì)出載波頻率與碼片速率等參數(shù)。但是如果采用連續(xù)相位的模擬寬帶信號(hào)來實(shí)施廣義調(diào)相擴(kuò)頻，則可以使現(xiàn)有的基于非線性變換的偵察方法失效，這樣一來偵察方將無法有效估計(jì)出信號(hào)參數(shù)，當(dāng)然也無法進(jìn)行后續(xù)的信號(hào)處理，從而真正實(shí)現(xiàn)廣義擴(kuò)頻信號(hào)的LPI/LPD反偵察特性。關(guān)于上述對(duì)比性分析參見參考文獻(xiàn)[9]，在此就不再贅述了。另一方面，按照前文提出的廣義擴(kuò)頻信號(hào)模型，由于相位連續(xù)的模擬寬帶信號(hào)的集合非常寬廣，通信收發(fā)雙方具有巨大的選擇余度，這就進(jìn)一步增強(qiáng)了信號(hào)的LPI/LPD特性，這也是廣義擴(kuò)頻處理的重要優(yōu)勢(shì)所在。

(2) 抗干擾特性

由式(10)可知，廣義擴(kuò)頻信號(hào)的解擴(kuò)操作確保了對(duì)自身信號(hào)的頻譜功率的集中，與此同時(shí)也實(shí)現(xiàn)了對(duì)外界壓制式干擾信號(hào)的擴(kuò)頻，即展寬了干擾信號(hào)的功率譜密度，兩相對(duì)比，直接提升了信號(hào)與干擾之間的功率比，即信干比。信干比提高的倍數(shù)在理論上直接等于擴(kuò)頻處理增益G。這一點(diǎn)與傳統(tǒng)的直接序列擴(kuò)頻信號(hào)的抗干擾特性是類似的。但是廣義擴(kuò)頻的不同之處主要體現(xiàn)為：如果對(duì)于傳統(tǒng)擴(kuò)頻信號(hào)實(shí)施相關(guān)干擾，所構(gòu)造的干擾信號(hào)與目標(biāo)擴(kuò)頻信號(hào)具有較大的相關(guān)度，則傳統(tǒng)信號(hào)的抗干擾增益將遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于擴(kuò)頻增益[5-6]。使得干擾方能夠?qū)崿F(xiàn)相關(guān)干擾的前提條件是：直接序列擴(kuò)頻信號(hào)被偵察截獲之后，信號(hào)參數(shù)與擴(kuò)頻碼序列被偵察方有效估計(jì)，然后干擾方利用上述偵察結(jié)果合成了相關(guān)性較高的干擾信號(hào)。由此可見，相關(guān)干擾的前提是準(zhǔn)確有效的偵察。由于廣義擴(kuò)頻的輔助擴(kuò)頻信號(hào)可選用相位連續(xù)的模擬寬度信號(hào)，而且還有幅度調(diào)制函數(shù)的影響，其信號(hào)集合已經(jīng)極大地?cái)U(kuò)展，有效阻止了偵察方的信號(hào)估計(jì)，從而也阻止了高效相關(guān)干擾信號(hào)的合成，這就從源頭上確保了廣義擴(kuò)頻信號(hào)的抗干擾特性。

(3) 反欺騙能力

在電子對(duì)抗的干擾方式中除了壓制干擾之外，在特定條件下還可以實(shí)施欺騙干擾。欺騙干擾的技術(shù)十分精巧，其所追求的就是在各個(gè)信號(hào)維度上欺騙信號(hào)與真實(shí)信號(hào)之間的相似性。對(duì)于一個(gè)無線通信信號(hào)來講，幾乎所有的信號(hào)參數(shù)均可被比較容易地復(fù)制，特別是數(shù)字射頻存儲(chǔ)器(DRFM)的廣泛應(yīng)用進(jìn)一步加劇了在工程上無線電信號(hào)被精確復(fù)制的可能。盡管存在上述情況，但是無線通信信號(hào)的傳播方向特性就如同生物的DNA一樣是難以復(fù)制的，所以很多真正有效的欺騙信號(hào)檢測(cè)方法都是基于信號(hào)來波方向的測(cè)量來實(shí)現(xiàn)的[10]。但是僅僅通過測(cè)向來反欺騙還存在一定的不足，因?yàn)楫?dāng)真實(shí)信號(hào)發(fā)射方、欺騙信號(hào)發(fā)射方與接收方三者在同一條直線上，且接收方并沒有在真實(shí)信號(hào)發(fā)射方與欺騙信號(hào)發(fā)射方連線之間時(shí)，就會(huì)出現(xiàn)欺騙干擾信號(hào)來波方向與真實(shí)信號(hào)來波方向相同的情況。為了解決這一問題，可采用多接收站從多個(gè)位置同時(shí)測(cè)向的方式進(jìn)行檢測(cè)，這實(shí)際上等同于對(duì)信號(hào)發(fā)射方實(shí)施測(cè)向交叉定位，從而確定了信號(hào)發(fā)射方的準(zhǔn)確位置。將這一反欺騙思想推廣開來，即相當(dāng)于對(duì)信號(hào)發(fā)射方進(jìn)行無源定位，通過位置來判斷信號(hào)發(fā)射源的真假。因?yàn)槠垓_干擾方與真實(shí)信號(hào)發(fā)射方很難位于同一個(gè)位置上，于是可通過無源定位手段來實(shí)現(xiàn)欺騙干擾源的有效識(shí)別。

在無源定位中，除了多站測(cè)向交叉定位之外，常用的還有多站時(shí)差定位，決定其定位精度的一個(gè)重要參數(shù)即是時(shí)差測(cè)量精度，在同等條件下時(shí)差測(cè)量誤差ξt,d反比于被測(cè)信號(hào)的帶寬Bsd，即：

(15)

式中:kt,d為比例常數(shù);E表示信號(hào)的能量;n0表示單位帶寬內(nèi)的噪聲功率。

由上可見，在同等條件下，對(duì)未擴(kuò)頻信號(hào)的時(shí)差測(cè)量誤差與廣義擴(kuò)頻信號(hào)的時(shí)差測(cè)量誤差之比將等于擴(kuò)頻增益G，也就是說，廣義擴(kuò)頻信號(hào)的時(shí)差測(cè)量誤差將遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于非擴(kuò)頻信號(hào)的時(shí)差測(cè)量誤差。這就意味著針對(duì)廣義擴(kuò)頻信號(hào)發(fā)射源可以實(shí)現(xiàn)更高精度的無源定位，這對(duì)于區(qū)分真實(shí)信號(hào)源與轉(zhuǎn)發(fā)式欺騙干擾源的位置，并利用位置信息來實(shí)施反欺騙識(shí)別是極其有利的。

可見基于廣義擴(kuò)頻的無線電信號(hào)在LPI/ LPD反偵察、抗干擾、利用發(fā)射源位置信息來反欺騙這三個(gè)方面相對(duì)于常規(guī)信號(hào)，甚至是傳統(tǒng)的直接序列擴(kuò)頻信號(hào)而言，其性能都得到了進(jìn)一步的提升，這對(duì)于通信電子防護(hù)具有重要的應(yīng)用價(jià)值。

4 仿真驗(yàn)證

仿真條件：采樣率500 MHz，通信發(fā)射端需要傳輸時(shí)長(zhǎng)為500 μs的窄帶OFDM信號(hào)，共包含4個(gè)OFDM符號(hào)，每個(gè)符號(hào)時(shí)長(zhǎng)100 μs，循環(huán)前綴時(shí)長(zhǎng)25 μs，每個(gè)符號(hào)包含8個(gè)子載波，子載波間隔10 kHz，每個(gè)子載波采用正交相移鍵控(QPSK)數(shù)字調(diào)制，傳輸2比特信息。該窄帶信號(hào)的基帶頻譜如圖1所示。

圖1 發(fā)射端OFDM窄帶信號(hào)頻譜圖

發(fā)射端采用符號(hào)速率為50 Msps的基帶16APSK信號(hào)作為輔助擴(kuò)頻信號(hào)，其信號(hào)頻譜如圖2所示。顯然這一信號(hào)既包含幅度調(diào)制又包含相位調(diào)制。

圖2 輔助擴(kuò)頻信號(hào)16APSK的頻譜圖

按照式(6)用16APSK寬帶信號(hào)對(duì)上述窄帶OFDM信號(hào)時(shí)域相乘進(jìn)行廣義擴(kuò)頻，擴(kuò)頻之后的信號(hào)頻譜如圖3所示。

圖3 廣義擴(kuò)頻之后的信號(hào)頻譜圖

由圖3可見，生成的廣義擴(kuò)頻信號(hào)的帶寬與輔助擴(kuò)頻信號(hào)近似相同，大約為50 MHz，而原有窄帶OFDM信號(hào)的帶寬大約有80 kHz，由式(14)可計(jì)算出擴(kuò)頻增益約為625≈28 dB。此時(shí)干擾方采用多音梳狀譜干擾樣式對(duì)目標(biāo)信號(hào)實(shí)施干擾，干擾信號(hào)共由8個(gè)音頻分量組成，各分量之間的頻率間隔同樣為10 kHz，分量頻率與發(fā)射端原有OFDM信號(hào)中各個(gè)子載波頻率一致。干擾信號(hào)的基帶頻譜如圖4所示。

圖4 干擾信號(hào)的基帶頻譜圖

對(duì)比圖4與圖1可知，干擾信號(hào)比正常通信信號(hào)的頻譜高出約10 dB。通信接收端接收到的干擾信號(hào)與正常信號(hào)混合在一起的信號(hào)的頻譜如圖5所示。

圖5 接收端接收到的遭受干擾的信號(hào)的頻譜圖

接收端根據(jù)式(9)合成輔助解擴(kuò)信號(hào)后，按照式(10)對(duì)遭受干擾的廣義擴(kuò)頻信號(hào)實(shí)施解擴(kuò)，解擴(kuò)之后的信號(hào)頻譜及其局部放大圖如圖6所示。

圖6 解擴(kuò)之后的信號(hào)的頻譜圖

對(duì)比圖6(b)與圖1可見，原有的窄帶OFDM信號(hào)得到了恢復(fù)，而梳狀譜干擾信號(hào)在廣義解擴(kuò)過程中頻譜被極大地展寬，從而使得進(jìn)入正常通信信號(hào)的帶內(nèi)干擾信號(hào)功率降低了20 dB以上，這與前述的擴(kuò)頻增益數(shù)值基本一致。對(duì)解擴(kuò)之后的OFDM信號(hào)按符號(hào)劃分后對(duì)各個(gè)子載波進(jìn)行解調(diào)，解調(diào)之后的QPSK星座圖如圖7(a)所示；為了對(duì)比其抗干擾效果，將沒有進(jìn)行廣義擴(kuò)頻解擴(kuò)處理并在遭受同樣強(qiáng)度干擾下的信號(hào)解調(diào)的星座圖繪制如圖7(b)所示。

圖7 不同條件下的解調(diào)星座圖對(duì)比

由圖7可見，無擴(kuò)頻解擴(kuò)時(shí)接收端信號(hào)在遭受干擾后星座圖完全散亂，而在廣義擴(kuò)頻解擴(kuò)條件下極大地降低了干擾信號(hào)影響，從圖7(a)的接收星座圖中完全可以正確地恢復(fù)出發(fā)射端的調(diào)制符號(hào)序列。上述過程也完整地展現(xiàn)了廣義擴(kuò)頻信號(hào)模型的正確性與有效性。

實(shí)際上還有一種針對(duì)窄帶干擾更好的抗干擾接收處理方式，即接收端對(duì)圖5所示的干擾信號(hào)與廣義擴(kuò)頻信號(hào)的混合信號(hào)，通過帶阻濾波處理濾除窄帶干擾所占據(jù)的頻譜分量，然后再對(duì)濾波之后的信號(hào)按照式(10)實(shí)施解擴(kuò)，解擴(kuò)之后的信號(hào)頻譜的局部放大圖如圖8所示。

圖8 濾除干擾后再實(shí)施解擴(kuò)的信號(hào)的頻譜圖

對(duì)比圖8、圖6(b)與圖1可見，在濾除干擾信號(hào)之后再實(shí)施解擴(kuò)，恢復(fù)出的信號(hào)頻譜與發(fā)送端原有信號(hào)頻譜更加接近，信干噪比更高。利用此OFDM信號(hào)按符號(hào)劃分后對(duì)各個(gè)子載波進(jìn)行解調(diào)，解調(diào)之后的QPSK星座圖如圖9所示。

圖9 濾除干擾后再解擴(kuò)處理得到的解調(diào)星座圖

對(duì)比圖9與圖7可知，在廣義擴(kuò)頻抗干擾處理中通過濾除窄帶干擾再解擴(kuò)的處理方式，幾乎可以完全消除干擾信號(hào)的影響，極大地提升廣義擴(kuò)頻處理的抗干擾能力。

5 結(jié)束語

擴(kuò)頻處理主要是通過擴(kuò)展原有信號(hào)的頻譜帶寬來增強(qiáng)其反偵察抗干擾的能力，擴(kuò)頻過程只強(qiáng)調(diào)了擴(kuò)展信號(hào)帶寬的效果，并沒有統(tǒng)一固化擴(kuò)展信號(hào)帶寬的方法與流程。所以本文回歸信號(hào)擴(kuò)頻的操作本質(zhì)，將傳統(tǒng)直接序列擴(kuò)頻信號(hào)模型推廣至廣義擴(kuò)頻信號(hào)模型，并對(duì)廣義擴(kuò)頻與解擴(kuò)流程、廣義擴(kuò)頻信號(hào)的反偵察抗干擾特性、以及其所具備的反欺騙能力進(jìn)行了詳盡的闡述。以寬帶16APSK幅相調(diào)制信號(hào)對(duì)窄帶OFDM信號(hào)實(shí)施廣義擴(kuò)頻為例，通過仿真展現(xiàn)了廣義擴(kuò)頻與解擴(kuò)處理過程中信號(hào)頻域特征的變化，以及抗干擾處理的過程與技巧，驗(yàn)證了廣義擴(kuò)頻信號(hào)模型的正確性與有效性。廣義擴(kuò)頻處理不僅向下兼容傳統(tǒng)的直接序列擴(kuò)頻，而且為擴(kuò)頻信號(hào)設(shè)計(jì)提供了更廣的自由度，為電子對(duì)抗中的通信電子防護(hù)提供了更多的技術(shù)手段。