莊桂元 張 興 劉 威 莊加才

帶飛跨電容的三電平拓?fù)渲蠸iC MOSFET過電壓與過電流保護(hù)

莊桂元1張 興1劉 威2莊加才2

（1. 可再生能源接入電網(wǎng)技術(shù)國家地方聯(lián)合工程實驗室（合肥工業(yè)大學(xué)） 合肥 230009 2. 合肥陽光電源有限公司 合肥 230088）

為保證SiC MOSFET在三電平拓?fù)渲袘?yīng)用的可靠性，需對其進(jìn)行過電壓與過電流保護(hù)。該文針對短路導(dǎo)致的過電壓情況，提出在中點鉗位（NPC）拓?fù)渲屑尤氪箅娙葜碉w跨電容的方法，并結(jié)合短路保護(hù)，保證發(fā)生短路故障時SiC MOSFET不過電壓損壞，且能快速保護(hù)關(guān)斷，以減小過電流風(fēng)險。通過搭建短路測試平臺，驗證了三電平電路發(fā)生短路故障時，大電容值飛跨電容對SiC MOSFET起到過電壓保護(hù)作用，且SiC MOSFET的短路保護(hù)時間在2ms以內(nèi)。

三電平 大電容值 飛跨電容 過電壓保護(hù)

0 引言

SiC MOSFET作為寬禁帶半導(dǎo)體器件，與同功率等級的Si IGBT相比，具有耐高溫、耐高壓、散熱性能好、工作頻率高、開關(guān)損耗小等優(yōu)點，其在高頻高壓的場合下有更好的應(yīng)用前景[1-4]。但SiC MOSFET的短路承受時間較短[5]，若電路因過載、內(nèi)部驅(qū)動錯誤、干擾或控制不當(dāng)?shù)仍虺霈F(xiàn)短路故障，此時SiC MOSFET未及時關(guān)斷，將導(dǎo)致其短路失效，器件永久損壞[6-9]。將SiC MOSFET應(yīng)用在三電平拓?fù)渲?，有利于減小功率變換器的損耗，從而提高其輸出效率[10-11]，但同時其短路的情況也更加復(fù)雜。發(fā)生短路故障時，SiC MOSFET若無保護(hù)措施，將因過電流或過電壓而損壞。因此，三電平拓?fù)渲蠸iC MOSFET的過電壓與過電流保護(hù)對提高系統(tǒng)工作可靠性具有重要意義。

對SiC MOSFET進(jìn)行短路保護(hù)（Short Circuit Protection, SCP），能夠有效防止其過電流損壞[12]。主要方法有源極串電阻法[13]、雜散電感檢測法[14]、門極電荷檢測法[15]、退飽和法（又稱DESAT法）[16]及印制電路板（Printed circuit boards, PCB）羅氏線圈法[17]等。目前最有效且應(yīng)用最為廣泛的短路保護(hù)方法為DESAT法與PCB羅氏線圈法。文獻(xiàn)[18]測試了兩種方法在相同短路故障下的短路保護(hù)能力，證明其均能對SiC MOSFET進(jìn)行短路保護(hù)。其中，PCB羅氏線圈法雖能快速檢測故障，并快速保護(hù)SiC MOSFET，但其設(shè)計相對復(fù)雜（包括線圈制作與積分電路設(shè)計），且成本較高。為降低成本，同時簡化設(shè)計，本文中點鉗位（Neutral Point Clamped, NPC）三電平拓?fù)渲蠸iC MOSFET的短路保護(hù)采用DESAT法。

SiC MOSFET的過電壓保護(hù)方法主要是在各開關(guān)管兩端并聯(lián)一個RCD吸收電路（即電阻、電容、二極管的組合電路），以減小開關(guān)管關(guān)斷時因寄生電感存在而產(chǎn)生的電壓過沖[19-20]。若在NPC三電平拓?fù)渲邪l(fā)生短路故障，可能導(dǎo)致某些開關(guān)管瞬間過電壓，此時RCD吸收電路不起作用，需尋求新的過電壓保護(hù)方法。針對短路導(dǎo)致的過電壓情況，本文在NPC拓?fù)渲屑尤氪箅娙葜档娘w跨電容，能夠有效地對內(nèi)管起電壓鉗位作用，同時避免了小電容值飛跨電容充放電速度過快所可能出現(xiàn)的短路過電壓問題，而外管電壓將由鉗位二極管進(jìn)行鉗位。在NPC三電平拓?fù)涞恼９ぷ鳡顟B(tài)及可能出現(xiàn)的六種短路狀態(tài)中，大電容值的飛跨電容均能有效地起到過電壓保護(hù)作用。

綜上所述，本文結(jié)合DESAT法，通過在NPC拓?fù)渲幸氪箅娙葜档娘w跨電容，簡化了過電壓保護(hù)電路的設(shè)計，同時對三電平拓?fù)渲械腟iC MOSFET起到過電壓與過電流保護(hù)作用。本文還對NPC三電平拓?fù)渲械亩搪窢顟B(tài)進(jìn)行分析，并對飛跨電容的選取方法、SiC MOSFET的驅(qū)動電路設(shè)計進(jìn)行說明，確保設(shè)計電路能在各種短路故障下起到保護(hù)作用。最后，本文搭建了NPC三電平拓?fù)涞亩搪窚y試平臺，對三電平電路的短路狀態(tài)進(jìn)行測試，實驗結(jié)果表明，所設(shè)計電路中各開關(guān)管無過電壓現(xiàn)象，且能夠在2μs內(nèi)切除短路故障，驗證了所設(shè)計電路的過電壓與過電流保護(hù)效果。

1 三電平拓?fù)涔ぷ鳡顟B(tài)分析

1.1 正常工作狀態(tài)

圖1所示為常見的NPC三電平拓?fù)?，常用于DC-DC變換器中，在增大電壓等級的同時能夠?qū)崿F(xiàn)大功率變換。圖中，DC為直流母線電壓，d1d2為直流母線電容，S1～S4為SiC MOSFET，VD1～VD4為SiC MOSFET的體二極管，VDa、VDb為鉗位二極管，L為負(fù)載電流（設(shè)定從A點流出為正方向）。正常工作時，S1、S2驅(qū)動信號相同，S3、S4驅(qū)動信號相同，但為了避免橋臂直通的危險，內(nèi)管（S2、S3）與外管（S1、S4）之間設(shè)有一定的死區(qū)時間，以滿足“外管先于內(nèi)管關(guān)斷，內(nèi)管先于外管導(dǎo)通”的原則。內(nèi)管對（S2、S3）之間與外管對（S1、S4）之間也均設(shè)有死區(qū)。三電平拓?fù)涞牡湫万?qū)動波形如圖2所示，圖中，1～2、3～4、5～6、7～8為內(nèi)外管死區(qū)時間，記為d1；0～1、4～5為內(nèi)管對死區(qū)時間，記為d2；3～6為外管對死區(qū)時間，記為d3。

表1為NPC三電平拓?fù)涞乃姆N正常工作模態(tài)，分別為P模態(tài)、O1模態(tài)、O2模態(tài)、N模態(tài)。結(jié)合圖1、圖2可知：

圖2 三電平拓?fù)涞湫万?qū)動波形

表1 NPC拓?fù)涞乃姆N正常工作模態(tài)

Tab.1 Four working modes of NPC topology

（1）當(dāng)L＞0時，如圖1a有①②③三條電流回路。其中，P模態(tài)對應(yīng)①回路，電流經(jīng)S1、S2流向負(fù)載；O1模態(tài)對應(yīng)②回路，電流經(jīng)VDa、S2流向負(fù)載；O2模態(tài)、N模態(tài)對應(yīng)③回路，電流經(jīng)VD3、VD4（或S3、S4）流向負(fù)載。

（2）當(dāng)L＜0時，如圖1b有④⑤⑥三條電流回路。其中，P模態(tài)、O1模態(tài)對應(yīng)④回路，電流經(jīng)VD1、VD2（或S1、S2）從負(fù)載流入；O2模態(tài)對應(yīng)⑤回路，電流經(jīng)S3、VDb從負(fù)載流入；N模態(tài)對應(yīng)⑥回路，電流經(jīng)S3、S4從負(fù)載流入。

1.2 短路狀態(tài)分析

在運用NPC三電平拓?fù)鋾r，盡管遵循了“外管先于內(nèi)管關(guān)斷，內(nèi)管先于外管導(dǎo)通”的原則，在一定程度上避免了橋臂直通的風(fēng)險。但將SiC MOSFET應(yīng)用在NPC三電平拓?fù)渲袝r，因SiC MOSFET的門極閾值電壓低，且易受寄生參數(shù)影響，在實際工作中容易發(fā)生誤導(dǎo)通現(xiàn)象[9]，體現(xiàn)為NPC三電平拓?fù)渲械牟煌搪窢顟B(tài)。表2列出了NPC三電平拓?fù)淇赡艹霈F(xiàn)的六種短路狀態(tài)。表中，“0”表示開關(guān)管關(guān)斷，“1”表示開關(guān)管導(dǎo)通，“0-1”表示開關(guān)管誤導(dǎo)通，短路狀態(tài)1、4稱為內(nèi)管短路，短路狀態(tài)2、5稱為外管短路，短路狀態(tài)3、6稱為橋臂直通。短路狀態(tài)1～3即上橋臂開關(guān)管正常導(dǎo)通時，下橋臂開關(guān)管誤導(dǎo)通造成的短路故障，短路狀態(tài)4～6即下橋臂開關(guān)管正常導(dǎo)通時，上橋臂開關(guān)管誤導(dǎo)通造成的短路故障（上橋臂指S1、S2，下橋臂指S3、S4）。短路狀態(tài)1～3與短路狀態(tài)4～6的短路情況相同，僅上下橋臂的區(qū)別，因此本文僅對短路狀態(tài)1～3進(jìn)行分析，短路狀態(tài)4～6的分析類似，不再贅述。

表2 NPC拓?fù)涞牧N短路狀態(tài)

Tab.2 Six short circuit states of NPC topology

（1）短路狀態(tài)1：S1、S2正常導(dǎo)通時，S3誤導(dǎo)通，形成d1-S1-S2-S3VDb-d2的回路，S1～S3存在過電流風(fēng)險。此時S4被鉗位二極管VDb所鉗位，無過電壓風(fēng)險。

（2）短路狀態(tài)2：S1、S2正常導(dǎo)通時，S4誤導(dǎo)通，該狀態(tài)下，S3需承受全部的母線電壓，在電壓等級較高時將直接過電壓損壞。

（3）短路狀態(tài)3：S1、S2正常導(dǎo)通時，S3、S4誤導(dǎo)通，形成d1-S1-S2-S3-S4-d2的回路，S1～S4存在過電流風(fēng)險。

2 飛跨電容引入

根據(jù)上述NPC三電平拓?fù)涠搪窢顟B(tài)的分析可以發(fā)現(xiàn)，在短路狀態(tài)2、4時，內(nèi)管因無鉗位措施將瞬間過電壓損壞，這對于成本較高的SiC MOSFET而言是需要避免的。因此，為了保證SiC MOSFET在NPC三電平電路中發(fā)生短路故障時，不因過電壓而損壞，本文在NPC拓?fù)渲蠽Da的陰極與VDb的陽極之間并聯(lián)一個大電容值飛跨電容，以形成圖3所示的飛跨電容型NPC拓?fù)?，對?nèi)管的電壓起鉗位作用，圖中，SS即為飛跨電容。

圖3 飛跨電容型NPC拓?fù)?/p>

2.1 飛跨電容型NPC拓?fù)溥^電壓保護(hù)分析

飛跨電容型NPC拓?fù)溆蒄. Canales首次提出[21]，將飛跨電容SS引入NPC拓?fù)?，有助于通過移相控制方法實現(xiàn)DC-DC變換器所有開關(guān)管的零電壓開通（Zero Voltage Switch, ZVS），以減小開關(guān)損耗。正常運行時，SS預(yù)充電至DC/2，并保持穩(wěn)定，對內(nèi)管進(jìn)行鉗位，防止內(nèi)管過電壓損壞。同時，飛跨電容SS還起到了平衡母線電容（d1、d2）電壓的作用[22-24]。發(fā)生短路故障時，短路電流流經(jīng)飛跨電容SS，對其進(jìn)行充放電，有

式中，DVss為飛跨電容電壓的變化量；Iss為飛跨電容在短路期間的平均電流；為短路持續(xù)時間?？梢钥闯?，SS電容值越小，其兩端電壓的變化量越大，即充放電速度越快。

圖4為飛跨電容型NPC拓?fù)涠搪饭收蠒r的短路電流回路，其中，Iss為流過SS的電流，箭頭所指方向定義為正方向。圖4中，①②③為短路狀態(tài)1～3的短路電流回路，分別為SSS2-S3SSd1-S1SSS4d2和d1S1-S2-S3-S4d2。①回路為短路狀態(tài)1的短路回路，稱為內(nèi)管短路回路，飛跨電容SS放電；②回路為短路狀態(tài)2的短路回路，稱為外管短路回路，飛跨電容SS充電；③回路為短路狀態(tài)3的短路回路，稱為橋臂直通回路，飛跨電容SS的充放電情況需通過實驗考查。

圖4 飛跨電容型NPC拓?fù)涠搪冯娏骰芈?/p>

可以發(fā)現(xiàn)，當(dāng)電路為短路狀態(tài)2時，飛跨電容SS充電，DVss增加，則此時S3管兩端電壓ds3為

可知，在短路故障期間，只要保證ds3不超過開關(guān)管的耐壓值，就能避免其過電壓損壞。因此選擇合適電容值的飛跨電容，使得DVss在短路期間較小，以保證在發(fā)生外管短路故障時，其電壓不超過內(nèi)管的擊穿電壓，避免內(nèi)管過電壓損壞；在發(fā)生內(nèi)管短路時，輸入電壓與其電壓的差值不超過外管的擊穿電壓，避免外管過電壓損壞。同時，由于寄生電感的存在，開關(guān)管在關(guān)斷時承受的最大電壓會超過飛跨電容電壓（飛跨電容電壓加上寄生電感產(chǎn)生的感應(yīng)電動勢），因此，SS的最大電壓值在設(shè)計時應(yīng)留有一定的裕量。

2.2 飛跨電容影響分析

考慮到飛跨電容的引入可能會對電路的正常工作產(chǎn)生一定的影響，對此進(jìn)行分析[25]，包括飛跨電容引入對開關(guān)器件的影響以及對整個電路的影響。以半橋三電平LLC諧振變換器為例，電路如圖5所示，工作波形如圖6所示，其中開關(guān)頻率略小于諧振頻率，忽略寄生電容充放電過程[26]。圖5中，r為諧振電感，r為諧振電容，m為勵磁電感，T為變壓器，VDR1～VDR4為二次側(cè)整流二極管，o為輸出濾波電容，L為負(fù)載電阻，ir為諧振電流，im為勵磁電流。

圖5 半橋三電平LLC諧振變換器

圖6 半橋三電平LLC諧振變換器工作波形

[0,1]：0前，諧振電流ir為負(fù)，S1、S2的體二極管導(dǎo)通，電流回路為d2m-r-r-VD2VD1-d1。0時刻，S2零電壓開通，電流回路不變，諧振電流ir由負(fù)變正后，電流回路變?yōu)閐2-VDa-S2-r-r-m-d2，此時m不參與諧振，二次側(cè)整流二極管VDR1、VDR4導(dǎo)通。

[1,2]：1時刻，S1零電壓開通，電流回路為d1- S1-S2-r-r-m-d2，m不參與諧振，二次側(cè)整流二極管VDR1、VDR4導(dǎo)通。當(dāng)ir=im時，m參與諧振，二次側(cè)整流二極管均為截止?fàn)顟B(tài)。

[2,3]：2時刻，S1關(guān)斷，電流回路變?yōu)閐2-VDa- S2-r-r-m-d2，m參與諧振，二次側(cè)整流二極管均為截止?fàn)顟B(tài)。

[3,4]：3時刻，S2關(guān)斷，電流回路變?yōu)閂D3-r-r-m-VD4，m不參與諧振，二次側(cè)整流二極管VDR2、VDR3導(dǎo)通。

[4,5]：4前，諧振電流ir為正，S3、S4的體二極管導(dǎo)通，電流回路為VD3-r-r-m-VD4，m不參與諧振，二次側(cè)整流二極管VDR2、VDR3導(dǎo)通。4時刻，S3零電壓開通，電流回路不變，諧振電流ir由正變負(fù)后，電流回路變?yōu)閐2-m-r-r-S3-VDb-d2，此時m不參與諧振，二次側(cè)整流二極管VDR2、VDR3導(dǎo)通。

[5,6]：5時刻，S4零電壓開通，電流回路為S4-m-r-r-S3，m不參與諧振，二次側(cè)整流二極管VDR1、VDR4導(dǎo)通。當(dāng)ir=im時，m參與諧振，二次側(cè)整流二極管均為截止?fàn)顟B(tài)。

[6,7]：6時刻，S4關(guān)斷，電流回路變?yōu)閐2-m-r-r-S3-VDb-d2，m參與諧振，二次側(cè)整流二極管均為截止?fàn)顟B(tài)。

[7,8]：7時刻，S3關(guān)斷，電流回路變?yōu)閐2m-r-r-VD2VD1-d1，m不參與諧振，二次側(cè)整流二極管VDR1、VDR4導(dǎo)通。

上述1～8時間段對電路的分析中，飛跨電容SS未參與工作，電路處于穩(wěn)定工作狀態(tài)。因此，飛跨電容的引入不會影響環(huán)路穩(wěn)定性。

為探究飛跨電容對器件開關(guān)波形的影響，通過仿真進(jìn)行有無飛跨電容半橋三電平LLC諧振變換器的開關(guān)特性對比。其中，仿真的直流母線電壓DC=1 500V，開關(guān)管電壓承受能力為半母線電壓750V，仿真結(jié)果如圖7所示。結(jié)果表明，飛跨電容的引入會增大開關(guān)管的尖峰電壓，且振蕩幅度略微增大，但均在可接受范圍內(nèi)，采用1 200V耐壓的開關(guān)管即能保證電路的正常工作。

3 驅(qū)動、保護(hù)電路設(shè)計

在保證各開關(guān)管在短路故障時不過電壓損壞的基礎(chǔ)上，需要考慮快速切除短路故障，以避免開關(guān)管過電流損壞。本文采用的短路保護(hù)方法為DESAT法。

圖7 有無飛跨電容的半橋三電平LLC諧振變換器仿真結(jié)果

3.1 DESAT法原理

圖8為DESAT法原理圖，圖中，CC為輔助電源的電壓，S為恒流源（僅在SiC MOSFET導(dǎo)通時工作），B、B、VDB分別為DESAT電容、DESAT電阻、DESAT二極管，TH為參考電壓，GD為SiC MOSFET的驅(qū)動單元，SCP為SiC MOSFET的短路保護(hù)單元，U點對地電壓稱為DESAT電壓。圖8中，F(xiàn)ault為比較器輸出信號，SiC MOSFET正常導(dǎo)通時，其輸出為低電平，SCP單元不動作；短路故障時其輸出高電平，SCP單元動作，SiC MOSFET保護(hù)關(guān)斷。

圖8 DESAT法原理圖

SiC MOSFET正常導(dǎo)通時，DESAT電壓應(yīng)滿足

式中，VB為DESAT電壓；VB為B兩端電壓；DB為VDB的導(dǎo)通壓降；ds.on為SiC MOSFET通態(tài)壓降。此時比較器輸出為低電平，SCP單元不動作。

當(dāng)SiC MOSFET發(fā)生短路故障，DS瞬間增大，DESAT二極管VDB截止，恒流源S對DESAT電容B進(jìn)行快速充電，從而VB＞TH，比較器輸出高電平，短路保護(hù)單元SCP動作，觸發(fā)SiC MOSFET保護(hù)關(guān)斷。

3.2 驅(qū)動電路設(shè)計

本文選取Texas Instrument的ISO5852S作為SiC MOSFET驅(qū)動芯片，該芯片帶有DESAT功能，且僅在開關(guān)管導(dǎo)通時起作用，其DESAT閾值電壓的典型值為9V[27]。通過芯片的DESAT引腳檢測漏源極電壓DS，當(dāng)DESAT電壓超過設(shè)定閾值電壓，驅(qū)動芯片發(fā)出故障信號，同時封鎖驅(qū)動脈沖，SiC MOSFET保護(hù)關(guān)斷。SiC MOSFET正常關(guān)斷時的關(guān)斷速度很快，高d/d與雜散電感形成漏源極電壓的電壓過沖。如果在短路保護(hù)關(guān)斷時以同樣的速度關(guān)斷SiC MOSFET，將出現(xiàn)很大的電壓過沖，嚴(yán)重時將導(dǎo)致SiC MOSFET過電壓損壞。芯片內(nèi)部的軟關(guān)斷功能能夠很好地解決這個問題。當(dāng)芯片的短路保護(hù)功能觸發(fā)，SiC MOSFET將以較慢的速度關(guān)斷，產(chǎn)生較小的電壓過沖。

圖9為本文所設(shè)計的部分驅(qū)動電路，圖中，CC和EE分別為驅(qū)動正壓、負(fù)壓，gh、gl、on、off、VDoff為驅(qū)動電阻元件。ISO5852S的輸出端（OUTH/ OUTL）串接電阻X至DESAT端，以加快B在短路故障時的充電速度，從而縮短短路保護(hù)時間。S、S用于調(diào)節(jié)SiC MOSFET的軟關(guān)斷速度，防止關(guān)斷速度過快帶來過大的電壓過沖，損壞開關(guān)管[28]。NPN三極管與PNP三極管所組成的推挽電路用于增加驅(qū)動電路的驅(qū)動能力。

圖9 SiC MOSFET的驅(qū)動電路

4 實驗

為了驗證所設(shè)計電路的短路保護(hù)效果，本文搭建了NPC三電平拓?fù)涞亩搪窚y試平臺，如圖10所示。圖11為其中的短路測試電路。圖中，為已知電感值的負(fù)載電感（本文選取=225mH），并聯(lián)于S3管漏極與S4管源極之間。

圖12為NPC三電平拓?fù)淞N短路狀態(tài)的短路測試脈沖設(shè)置，通過向開關(guān)管S1～S4發(fā)送如圖12a～圖12c所示脈沖信號，模擬短路故障，進(jìn)行短路狀態(tài)1～3的短路測試。其中，每種短路狀態(tài)又可分兩種短路情況（開通瞬間短路與導(dǎo)通期間短路），驅(qū)動波形如圖13所示。本文短路狀態(tài)1～3的短路測試中，開通瞬間短路是指上橋臂兩個開關(guān)管開通瞬間，下橋臂有開關(guān)管同時誤導(dǎo)通，即S1、S2開通瞬間，S3或S4或S3、S4同時誤導(dǎo)通造成瞬間短路故障；導(dǎo)通期間短路是指上橋臂兩個開關(guān)管處于導(dǎo)通狀態(tài)時，下橋臂有開關(guān)管誤導(dǎo)通，即S1、S2導(dǎo)通期間，S3或S4或S3、S4同時誤導(dǎo)通所造成的短路故障。

圖10 NPC三電平拓?fù)涠搪窚y試平臺

圖11 短路測試電路

圖12 NPC拓?fù)涞亩搪窢顟B(tài)

圖13 驅(qū)動脈沖設(shè)置

本文采用Infineon公司1 200V/200A的SiC MOSFET模塊FF6MR12W2M1_B11進(jìn)行實驗。其短路測試驅(qū)動電路參數(shù)見表3，驅(qū)動電壓為15V/-3V。SiC模塊額定電流為200A，短路電流最大值為其8～10倍，約為2 000A，短路持續(xù)時間設(shè)計不超過2ms，若DVss=50V，根據(jù)式（1），選取飛跨電容SS=80mF，直流母線電容d1=d2=240mF。

表3 短路測試驅(qū)動電路參數(shù)

Tab.3 Short circuit test parameters drive circuit

設(shè)定直流母線電壓DC=1 500V，實驗開始時，需對飛跨電容SS進(jìn)行預(yù)充電，使飛跨電容電壓Vss穩(wěn)定于750V時再對母線電容進(jìn)行充電，DC=1 500V時斷開直流電壓源，向SiC MOSFET發(fā)送脈沖信號，驅(qū)動脈沖設(shè)置如圖13所示，內(nèi)外管死區(qū)時間設(shè)置為100ns。由于所選SiC MOSFET模塊的引腳短，難以用商用羅氏線圈測取其開關(guān)管電流，因而僅通過示波器觀察其柵源極電壓GS波形以及漏源極電壓DS波形，同時觀察飛跨電容SS的充放電電流Iss，測試結(jié)果如圖14～圖16所示。

短路狀態(tài)1～3中，SiC MOSFET保護(hù)關(guān)斷時，其關(guān)斷速度明顯小于正常關(guān)斷時的關(guān)斷速度，例如圖14c中，短路狀態(tài)1導(dǎo)通期間短路情況下，GS2的下降速度明顯小于GS3的下降速度，說明S2觸發(fā)保護(hù)關(guān)斷，芯片的軟關(guān)斷功能使能。因而可以通過觀察SiC MOSFET的GS波形來判斷其是否觸發(fā)保護(hù)。本次實驗中，各個SiC MOSFET的電壓過沖均小于250V，無過電壓風(fēng)險。

圖15 短路狀態(tài)2測試波形

開關(guān)管保護(hù)關(guān)斷，短路電流能夠在短時間內(nèi)下降為0。定義短路電流持續(xù)時間為短路保護(hù)時間，則短路狀態(tài)1、2中飛跨電容SS的放電電流、充電電流即為短路電流，而短路狀態(tài)3中，由于飛跨電容SS存在放電和充電兩個過程，不能用其表示短路電流，僅記SS開始放電至充電結(jié)束的時間為短路保護(hù)時間。短路保護(hù)時間與最大短路電流見表4，從圖14～圖16及表4可以發(fā)現(xiàn)，短路狀態(tài)1～3的短路保護(hù)時間在2ms以內(nèi)，且短路狀態(tài)1、2的最大短路電流為1 500A，小于所選SiC MOSFET額定電流的10倍。

圖16 短路狀態(tài)3測試波形

表4 短路保護(hù)時間與最大短路電流

Tab.4 Short circuit protection time and maximum short circuit current

短路狀態(tài)1的短路回路為圖4所示的①，即為SS-S2-S3-SS，實際處于短路狀態(tài)的是S2、S3。圖14為短路狀態(tài)1測試波形，觀察GS2、GS3波形可以發(fā)現(xiàn)，在開通瞬間短路情況下，S2、S3先后保護(hù)關(guān)斷，避免了開關(guān)管損壞的風(fēng)險。而在導(dǎo)通期間短路情況下，S3未導(dǎo)通前，S2的DESAT電容B已經(jīng)開始充電，因而在發(fā)生短路故障時，其DESAT電壓相比S3更快到達(dá)閾值電壓，S2率先保護(hù)關(guān)斷，短路回路①被切除，S3DESAT電壓未到達(dá)其閾值，恢復(fù)正常導(dǎo)通狀態(tài)，開關(guān)管無損壞風(fēng)險。如圖14b和圖14d所示，S4被鉗位二極管VDb所鉗位，最大電壓為880V，無過電壓風(fēng)險。

短路狀態(tài)2的短路回路為圖4所示的②，即為d1-S1-SS-S4-d2，實際處于短路狀態(tài)的是S1、S4。圖15為短路狀態(tài)2測試波形，觀察GS1、GS4波形可以發(fā)現(xiàn)，在開通瞬間短路情況下，S1、S4先后保護(hù)關(guān)斷，避免了開關(guān)管損壞的風(fēng)險。而在導(dǎo)通期間短路情況下，S4未導(dǎo)通前，S1的DESAT電容B已經(jīng)開始充電，因而在發(fā)生短路故障時，其DESAT電壓相比S4更快到達(dá)閾值電壓，S1率先保護(hù)關(guān)斷，短路回路②被切除，S4DESAT電壓未到達(dá)其閾值，恢復(fù)正常導(dǎo)通狀態(tài)，開關(guān)管無損壞風(fēng)險。如圖15b和圖15d所示，S3被大電容值飛跨電容SS所鉗位，最大電壓為915V，無過電壓風(fēng)險。

短路狀態(tài)3的短路回路有3條，為圖4所示的①、②和③，即為SS-S2-S3-SS、d1-S1-SS-S4-d2和d1-S1-S2-S3-S4-d2。實際工作中，S1～S4均處于短路狀態(tài)，電路處于橋臂直通狀態(tài)，短路回路為回路③，若外管先保護(hù)關(guān)斷，則短路回路變?yōu)榛芈发?，SS放電；若內(nèi)管先保護(hù)關(guān)斷，則短路回路變?yōu)榛芈发?，SS充電。從圖16短路狀態(tài)3測試波形中Iss波形可以發(fā)現(xiàn)，飛跨電容SS先放電后充電，因而短路回路為③→②。觀察GS1～GS4波形可以發(fā)現(xiàn)，在開通瞬間短路情況下，S1、S2保護(hù)關(guān)斷，短路回路被切除，S3、S4繼續(xù)導(dǎo)通，開關(guān)管無損壞風(fēng)險；在導(dǎo)通期間短路情況下，S2～S4保護(hù)關(guān)斷，短路回路被切除，S1繼續(xù)導(dǎo)通，開關(guān)管無損壞風(fēng)險。

觀察圖14、圖15的DS波形可以發(fā)現(xiàn)，DS電壓上升的開關(guān)管更快地觸發(fā)短路保護(hù)（GS更快下降至負(fù)壓），DS電壓下降的開關(guān)管觸發(fā)短路保護(hù)的時間相對較長，甚至沒有觸發(fā)保護(hù)。原因在于發(fā)生短路故障時，導(dǎo)通狀態(tài)（包括誤導(dǎo)通狀態(tài)）的開關(guān)管DS若快速增大，則較大的d/d將通過VDB的結(jié)電容向B充電，加快其充電速度，更快到達(dá)DESAT閾值電壓，更快觸發(fā)保護(hù)關(guān)斷；導(dǎo)通狀態(tài)（包括誤導(dǎo)通狀態(tài)）的開關(guān)管DS若快速減小，則較大的d/d將通過VDB的結(jié)電容從B抽取電流，減慢其充電速度，因而其到達(dá)DESAT閾值電壓的時間相對較長，觸發(fā)短路保護(hù)的時間也更長。

5 結(jié)論

本文針對三電平拓?fù)渲械腟iC MOSFET因短路故障而過電壓、過電流損壞這一問題，結(jié)合短路保護(hù)方法——DESAT法，在NPC拓?fù)渲幸氪箅娙葜碉w跨電容，在實現(xiàn)所有開關(guān)管短路保護(hù)的同時，避免開關(guān)管過電壓損壞的風(fēng)險。在短路測試中，開關(guān)管能夠有效地觸發(fā)短路保護(hù)，且各開關(guān)管的最大電壓均不超過其擊穿電壓，驗證了本文拓?fù)涓倪M(jìn)及驅(qū)動設(shè)計的可行性，有效地實現(xiàn)了NPC三電平拓?fù)渲械腟iC MOSFET過電壓與過電流保護(hù)。

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Overvoltage and Overcurrent Protection of SiC MOSFET in Three-Level Topology with Flying Capacitor

1122

（1. National and Local Joint Engineering Laboratory for Renewable Energy Access to Grid Technology Hefei University of Technology Hefei 230009 China 2. Sungrow Power Supply Co. Ltd Hefei 230088 China）

In order to ensure the reliability of SiC MOSFET application in three-level topology, it is necessary to carry out overvoltage protection and overcurrent protection. According to the overvoltage caused by short circuit, combined with the short circuit protection method, this paper proposes a method of adding a flying capacitor with a large capacitance to the Neutral Point Clamped (NPC) topology. In this way, the SiC MOSFET is not damaged when a short circuit fault occurs and can be quickly turned off to reduce the risk of overcurrent. By setting up a short-circuit test platform, it is verified that when a short-circuit fault occurs in the three-level circuit, the flying capacitor with large capacitance can protect SiC MOSFET from overvoltage, and the short-circuit protection time of SiC MOSFET is less than 2ms.

Three-level, large-capacitance, flying capacitor, overvoltage protection

TN386.1; TM131.1

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.191638

國家自然科學(xué)基金聯(lián)合基金資助項目（U1766207）。

2019-11-26

2020-02-15

莊桂元 男，1995年生，碩士研究生，研究方向為SiC MOSFET的短路保護(hù)。E-mail: zhuang_guiyuan@126.com（通信作者）

張 興 男，1963年生，教授，博士生導(dǎo)師，研究方向為智能光伏發(fā)電及其逆變控制技術(shù)。E-mail: honglf@ustc.edu.cn

（編輯 崔文靜）