慕 昆， 李運(yùn)娣， 何國(guó)鋒

（1. 河南工程學(xué)院 計(jì)算機(jī)學(xué)院， 河南 鄭州 451191； 2.河南城建學(xué)院 電氣與控制工程學(xué)院， 河南省智能輸配電與功率變換工程研究中心， 河南 平頂山 467036）

0 引言

模塊化多電平換流器具有運(yùn)行損耗低、 輸出波形品質(zhì)好、易于安裝維護(hù)、可冗余容錯(cuò)、穩(wěn)定性高等優(yōu)點(diǎn)， 這些優(yōu)點(diǎn)使其在海上風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)得到了廣泛應(yīng)用。MMC 子模塊電容電壓的穩(wěn)定對(duì)整個(gè)電路的穩(wěn)定具有重要作用， 所以對(duì)MMC 子模塊電容電壓的均壓控制成為了系統(tǒng)運(yùn)行的關(guān)鍵。目前，均壓控制大多采用以下兩種方法：一種是利用比例積分環(huán)節(jié)控制子模塊的均壓算法， 該方法簡(jiǎn)單，且均壓效果好，但子模塊數(shù)較多時(shí)，會(huì)導(dǎo)致控制電路過(guò)于復(fù)雜[1]；另一種是將MMC 的其中一相子模塊電壓進(jìn)行排序控制的均壓算法， 但子模塊較多時(shí)， 電壓的排序運(yùn)算易造成開關(guān)器件不必要的動(dòng)作[2]。

針對(duì)這種情況， 本文采用一種基于載波移相的閉環(huán)控制策略實(shí)現(xiàn)MMC 電容電壓的平衡[3]。 為了驗(yàn)證本文所提控制策略的真實(shí)性和有效性，在Matlab 中搭建對(duì)應(yīng)的仿真模型，仿真結(jié)果表明，本文所提的控制策略能夠有效， 快速地控制MMC系統(tǒng)中子模塊電容電壓的均衡。

1 模塊化多電平換流器原理分析

MMC 的等效電路原理如圖1 所示。 圖中：Udc為直流母線電壓；Ls為電感；Lo為負(fù)載上的電感；R 為負(fù)載上的電阻。

圖1 MMC 的等效電路原理圖Fig.1 Equivalent circuit schematic diagram of MMC

上、下橋臂之間串聯(lián)兩個(gè)電抗器，阻感負(fù)載為星形聯(lián)結(jié)，負(fù)載中性點(diǎn)與兩電源中點(diǎn)相連，以保持負(fù)載中性點(diǎn)與電源中點(diǎn)電位一致且為零電位[4]，[5]。

單相逆變狀態(tài)等效電路如圖2 所示。

圖2 單相逆變狀態(tài)等效電路Fig.2 Equivalent circuit of single-phase inverter

圖中：uap，uan分別為上橋臂和下橋臂的電壓；Udc為直流側(cè)電壓；usp與usn分別為上橋臂和下橋臂上電感的電壓；ua為A 相輸出電壓；ia為A 相的輸出電流；iap為上橋臂電流；ian為下橋臂電流；icir.a為橋臂環(huán)流。

根據(jù)基爾霍夫定律，由圖2 可得：

由式（2），（3）可得橋臂電流為

通過(guò)分析可知， 上橋臂和下橋臂的電流之和為共模電流， 所以上橋臂和下橋臂電流之和的1/2等于該相的環(huán)流，即為流入下橋臂的一部分電流，幅值相位都相同，且只在相間流動(dòng)，并不通過(guò)交流側(cè)[6]，[7]。

聯(lián)立式（1）～（3）可得：

通過(guò)上文分析可知，子模塊電壓為

由以上分析可知， 子模塊電壓用來(lái)維持直流側(cè)電壓的均衡。 所以子模塊電壓的均衡是MMC穩(wěn)定運(yùn)行的關(guān)鍵[8]，[9]。

2 MMC 的載波移相控制

2.1 載波移相調(diào)制法的原理

MMC 的單相全橋中SM 數(shù)共有2N 個(gè)， 每個(gè)子模塊需要一個(gè)載波，把載波進(jìn)行依次移相θ，得到2N 個(gè)載波，按照順序編號(hào)[10]。載波分配給MMC其中的一相， 把第一個(gè)載波分配給上橋臂第一個(gè)模塊，把第二個(gè)載波分配給下橋臂第一個(gè)模塊；把第三個(gè)載波分配給上橋臂第二個(gè)模塊， 把第四個(gè)載波分配給下橋臂第二個(gè)模塊， 照此方式依次向下分配載波，上橋臂分配載波為奇數(shù)，下橋臂分配載波為偶數(shù)。選擇正弦信號(hào)為調(diào)制波形，下橋臂與上橋臂的調(diào)制波相位相差180°。三相的調(diào)制波相位分別為0°，滯后120°，超前120°[11]，[12]，如圖3所示。

圖3 上半橋臂載波與調(diào)制波原理圖Fig.3 Schematic diagram of carrier wave and modulation wave for upper arm

圖4 為MMC 上橋臂單個(gè)子模塊開環(huán)控制的原理框圖， 圖中利用移相后的載波與調(diào)制波對(duì)比來(lái)控制開關(guān)器件的導(dǎo)通與關(guān)斷。 下橋臂子模塊控制調(diào)制波需要滯后180°。

圖4 上橋臂單個(gè)子模塊載波移相控制Fig.4 Carrier phase-shift control of upper bridge arm for single sub-module

2.2 基于載波移相PI 閉環(huán)控制

載波移相的閉環(huán)控制分為子模塊均壓控制和橋臂均壓控制兩部分。 將控制電路的輸出疊加在調(diào)制波上， 使調(diào)制波上下平移， 這相當(dāng)于改變了IGBT 開通與關(guān)斷時(shí)間， 從而改變電容電壓大小，實(shí)現(xiàn)電容電壓均壓的控制。

圖5 為子模塊均壓控制的框圖。 子模塊均壓控制是將SM 內(nèi)的電容電壓Uc與其理想值Uc0做對(duì)比，若電容理想電壓值大于實(shí)際電壓值，則當(dāng)橋臂電流＞0 時(shí)，電路為電容充電，輸出值為+1；當(dāng)橋臂電流＜0 時(shí)，電路使電容放電，輸出值為-1。反之同理[13]。

圖5 子模塊均壓控制原理圖Fig.5 Schematic diagram of voltage balancing control for sub-module

圖6 為橋臂均壓控制框圖， 若橋臂電壓的平均值小于電容電壓理想值， 則環(huán)流值與參考值均為正， 電路對(duì)電容充電； 若環(huán)流值大于環(huán)流參考值，輸出為正，增加電容充電時(shí)間；當(dāng)環(huán)流值小于環(huán)流參考值時(shí)，輸出為負(fù)，減小電容充電時(shí)間。 反之 同理[14]，[15]。

圖6 橋臂均壓控制原理圖Fig.6 Schematic diagram of equalization control for bridge arm

這兩種控制方法都是將補(bǔ)償量與調(diào)制波疊加后， 得出最終調(diào)制波形， 但是各自的比較原理不同，一個(gè)是對(duì)子模塊的控制，另一個(gè)是對(duì)一相整體控制，兩者相輔相成。

2.3 閉環(huán)控制參數(shù)

模塊化多電平換流器的參數(shù)： 直流側(cè)電壓為600 V，子模塊電容為6 mF，橋臂電感為5 mH，子模塊電容電壓預(yù)充值為150 V。PI 參數(shù)：橋臂均壓比例調(diào)節(jié)系數(shù)為1，積分調(diào)節(jié)系數(shù)為100；子模塊均壓比例調(diào)節(jié)系數(shù)為1，積分調(diào)節(jié)系數(shù)為20。

3 MMC 電容均壓控制仿真

圖7 為橋臂子模塊為3 的四電平MMC 基于Matlab 的仿真模型。

圖7 基于Matlab 的MMC 仿真模型Fig.7 MMC simulation model based on Matlab

PWM 模塊為閉環(huán)控制電路部分，MMC 模塊為主電路部分[16]，其仿真電壓、電流波形如圖8，9所示。

圖8 開閉環(huán)控制輸出相電壓Fig.8 Open closed loop controls the output phase voltage

圖9 開閉環(huán)控制輸出相電流Fig.9 Open closed loop controls the output phase current

由圖8 可以看出，開環(huán)控制、閉環(huán)控制都顯示出了四電平電壓波形，與MMC 的運(yùn)行原理一致，但是開環(huán)控制波形明顯發(fā)生了畸變， 且電壓波形并不穩(wěn)定。開環(huán)在0.1 s 時(shí)波形畸變率與閉環(huán)控制接近，但是隨著時(shí)間的推移，其波形畸變率將遠(yuǎn)遠(yuǎn)超過(guò)閉環(huán)控制。由圖9 可以看出，輸出電流波形與輸出電壓波形情況一致， 同樣顯示出閉環(huán)控制優(yōu)于開環(huán)控制。 在實(shí)際中， 電路不可能保持絕對(duì)對(duì)稱，而且預(yù)充電不一定為理想值200 V，實(shí)際運(yùn)行中存在不確定因素， 所以使電容預(yù)充電值處于非理想狀態(tài)進(jìn)行仿真。

電壓波形取從0～10 個(gè)周波，電流波形從0.1 s 開始，4 個(gè)周波結(jié)束，表1 為A 相電壓與電流的波形畸變率。

表1 交流側(cè)波形畸變率Table 1 Waveform distortion rate at AC side

由表1 可知，閉環(huán)控制參數(shù)選為最優(yōu)參數(shù)，閉環(huán)控制的波形畸變率將減小， 但是開環(huán)控制波形畸變率將先變小隨后逐漸變大， 超出表1 中的數(shù)據(jù)。

橋臂電壓與輸出電流波形變化如圖10 所示。

圖10 開閉環(huán)控制橋臂電流Fig.10 Open closed loop control bridge arm current

由圖10 可知，開環(huán)控制相較于閉環(huán)控制波形畸變率更大， 均壓控制下的MMC 在運(yùn)行時(shí)橋臂電壓更為穩(wěn)定。圖10 中閉環(huán)橋臂電流剛好為輸出相電流的1/2，滿足橋臂電流的計(jì)算公式。 開環(huán)控制橋臂電流大于閉環(huán)電流， 結(jié)合橋臂電流計(jì)算公式可知，均壓控制對(duì)環(huán)流抑制也有一定的效果。

為驗(yàn)證均壓控制策略的有效性， 對(duì)電容電壓進(jìn)行檢測(cè)，仿真結(jié)果如圖11 所示。

圖11 開閉環(huán)控制電容電壓Fig.11 Open closed loop controls capacitor voltage

由圖11 可知，開環(huán)控制電容電壓上、下幅值差超出80 V，閉環(huán)控制電壓上、下幅值差為16 V。電壓波動(dòng)小，驗(yàn)證了均壓控制策略的有效性。

4 結(jié)論

本文采用載波移相的閉環(huán)控制策略實(shí)現(xiàn)了電容電壓均衡。 將輸出的電壓、電流反饋比較后，信號(hào)經(jīng)過(guò)PI 控制器產(chǎn)生的補(bǔ)償量疊加在調(diào)制波上，形成了子模塊的均壓控制和整個(gè)橋臂的均壓控制，確保了MMC 每個(gè)子模塊電容電壓穩(wěn)定和直流側(cè)電壓的穩(wěn)定，實(shí)現(xiàn)了整個(gè)MMC 系統(tǒng)的穩(wěn)定，同時(shí)對(duì)MMC 的環(huán)流也產(chǎn)生了抑制作用。