李凌，張野，梁振成，李一銘，鄧秋荃，張帆，楊健

(1.廣西電網(wǎng)有限責(zé)任公司電力調(diào)度控制中心，廣西 南寧 530023; 2. 直流輸電技術(shù)國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室(南方電網(wǎng)科學(xué)研究院有限責(zé)任公司)，廣東 廣州 510663)

我國(guó)南方五省區(qū)域中，云南和貴州兩省的水能資源占該區(qū)域資源總量的82.9%左右，煤炭資源占該區(qū)域資源總量的96%左右，而在經(jīng)濟(jì)總量方面廣東GDP占該區(qū)域GDP總量的2/3。能源資源分布與經(jīng)濟(jì)發(fā)展的不均衡決定了南方電網(wǎng)“西電東送”的基本格局。目前“西電東送”已形成8條交流、10條直流共18條500 kV及以上電壓等級(jí)輸電線路通道，送電規(guī)模超過(guò)50 GW。

隨著“西電東送”規(guī)模的不斷擴(kuò)大，南方電網(wǎng)已成為世界上最復(fù)雜的電網(wǎng)之一，其“遠(yuǎn)距離大規(guī)模輸電、交直流并聯(lián)運(yùn)行、強(qiáng)直弱交、多回直流集中饋入”的主網(wǎng)架結(jié)構(gòu)特征蘊(yùn)含了復(fù)雜的穩(wěn)定特性。其中，云南電網(wǎng)多回大容量直流與交流外送通道并聯(lián)運(yùn)行，若發(fā)生云南外送直流極閉鎖組合故障，南方電網(wǎng)將面臨穩(wěn)定性破壞和大面積停電風(fēng)險(xiǎn)[1-2]。

為化解上述風(fēng)險(xiǎn)，南方電網(wǎng)建設(shè)了魯西背靠背直流異步聯(lián)網(wǎng)工程，實(shí)現(xiàn)了云南電網(wǎng)與南方電網(wǎng)主網(wǎng)的異步聯(lián)網(wǎng)[3-4]。異步聯(lián)網(wǎng)工程可以避免云南外送直流故障后大量功率轉(zhuǎn)移到交流通道而引發(fā)的系統(tǒng)功角失穩(wěn)問(wèn)題，降低了電網(wǎng)大面積停電風(fēng)險(xiǎn)，增強(qiáng)了大電網(wǎng)的可控性[5-8]。

云南異步聯(lián)網(wǎng)工程首次使用基于模塊化多電平換流器(modular multilevel converter，MMC)的高電壓大容量柔性直流輸電技術(shù)。相比于常規(guī)直流輸電技術(shù)，柔性直流輸電具有占地面積小、無(wú)需無(wú)功補(bǔ)償、無(wú)換相失敗、諧波水平低、可獨(dú)立控制有功功率和無(wú)功功率等優(yōu)點(diǎn)[9-12]。但是，2017年4月，魯西背靠背直流異步聯(lián)網(wǎng)工程柔性直流單元獨(dú)立運(yùn)行，廣西側(cè)送出交流線路因故障僅剩一回，此時(shí)柔性直流單元與廣西側(cè)交流系統(tǒng)發(fā)生高頻諧振，廣西側(cè)母線電壓和輸出電流中均出現(xiàn)了頻率為 1 270 Hz的諧波分量，受此諧波影響，魯西背靠背直流異步聯(lián)網(wǎng)工程柔性直流單元換流變分接開(kāi)關(guān)頻繁動(dòng)作，最終分接開(kāi)關(guān)故障導(dǎo)致柔性直流單元跳閘。為消除高頻諧振風(fēng)險(xiǎn)，電力系統(tǒng)常用的諧波抑制方法有被動(dòng)型方法和主動(dòng)型方法。被動(dòng)型方法包括并聯(lián)無(wú)源濾波器、串聯(lián)有源濾波器和并聯(lián)有源濾波器等方法[13]；主動(dòng)型方法包括多電平變流技術(shù)、脈寬調(diào)制(pulse width modulation，PWM)技術(shù)等[14]。本文主要介紹基于諧波電流環(huán)的主動(dòng)諧波諧振抑制方法。

文獻(xiàn)[15]簡(jiǎn)要分析了諧波諧振導(dǎo)致風(fēng)電機(jī)組脫網(wǎng)的故障機(jī)理，發(fā)現(xiàn)諧振是由風(fēng)電機(jī)組箱式變壓器感抗和風(fēng)電機(jī)組變流器網(wǎng)側(cè)濾波電容容抗引起的，由此提出了風(fēng)電機(jī)組變流器濾波電容參數(shù)的優(yōu)化方法，以避免諧振的發(fā)生；但是該方法需要對(duì)風(fēng)電機(jī)組的硬件參數(shù)進(jìn)行調(diào)整，改動(dòng)較大，而且當(dāng)諧振頻率變化時(shí)需要設(shè)計(jì)不同的電容參數(shù)，方法的適應(yīng)性不強(qiáng)。文獻(xiàn)[16]基于序分量動(dòng)態(tài)向量諧波分析模型，建立了電壓源型換流器(voltage source converter，VSC)高次諧波等值電路，分析了含多VSC配電網(wǎng)中高頻諧振的機(jī)理，并提出了采用LCL濾波器降低高頻諧振風(fēng)險(xiǎn)的方法；但該方法在降低含多VSC配電網(wǎng)高頻諧振風(fēng)險(xiǎn)的同時(shí)，增大了配電網(wǎng)低頻諧振的風(fēng)險(xiǎn)。文獻(xiàn)[17]針對(duì)換流器中LCL型濾波器自身存在的諧振現(xiàn)象，提出了基于濾波電容臨界值選擇的網(wǎng)側(cè)諧波電流環(huán)直接抑制方法；該方法可以對(duì)濾波器內(nèi)部的諧振進(jìn)行有效抑制，但并不能抑制MMC與交流系統(tǒng)的諧振。

本文首先從魯西背靠背直流異步聯(lián)網(wǎng)工程高頻諧振事件入手，分析大容量MMC與交流系統(tǒng)的諧振機(jī)理；然后給出MMC諧波阻抗的計(jì)算方法，并根據(jù)阻抗分析法提出MMC的控制結(jié)構(gòu)改進(jìn)方法，抑制其輸出電流高頻諧波分量；最后通過(guò)PSCAD/EMTDC仿真，對(duì)事故現(xiàn)象進(jìn)行復(fù)現(xiàn)，對(duì)本文所提諧波諧振抑制策略的有效性進(jìn)行驗(yàn)證。

1 魯西背靠背直流異步聯(lián)網(wǎng)工程高頻諧振事件分析

魯西背靠背直流異步聯(lián)網(wǎng)工程常規(guī)直流單元和柔性直流單元額定運(yùn)行功率2 000 MW，其中常規(guī)直流單元與柔性直流單元各1 000 MW，廣西側(cè)通過(guò)3條交流線路(西馬線、西百甲線和西百乙線)輸出。高頻諧振發(fā)生前，西馬線和西百乙線由于故障魯西換流站側(cè)斷開(kāi)，形成單邊空充線路，且魯西背靠背直流異步聯(lián)網(wǎng)工程常規(guī)直流單元停運(yùn)，具體接線如圖1所示。

圖1 故障時(shí)刻魯西換流站廣西側(cè)接線圖Fig.1 Connection of Luxi converter station at Guangxi side during fault

魯西背靠背直流異步聯(lián)網(wǎng)工程柔性直流單元與廣西側(cè)交流系統(tǒng)發(fā)生諧振時(shí)，廣西側(cè)母線電壓和MMC輸出電流均出現(xiàn)了頻率為1 270 Hz的高頻分量，且沒(méi)有衰減跡象。由于魯西背靠背直流異步聯(lián)網(wǎng)工程柔性直流單元采用了電流控制，可以采用諾頓等效電路對(duì)其等值，進(jìn)而可得阻抗分析法如圖2所示[18]，其中，Usys為系統(tǒng)電壓，Zs為系統(tǒng)阻抗，Ugrid為并網(wǎng)點(diǎn)電壓有效值，Iref為電流源電流參考值，Zinv為MMC輸出阻抗，Iout為MMC輸出電流。

圖2 阻抗分析法Fig.2 Impedance analysis method

由圖2可得：

Ugird=Usys+IoutZs，

(1)

Iout=Iref-Ugrid/Zinv.

(2)

聯(lián)立式(1)和(2)可得

(3)

根據(jù)奈奎斯特判據(jù)可知，當(dāng)系統(tǒng)阻抗Zs與MMC輸出阻抗Zinv幅值相等、相位相反時(shí)，MMC將與交流系統(tǒng)發(fā)生諧振[19-20]。魯西背靠背直流異步聯(lián)網(wǎng)工程柔性直流單元與廣西側(cè)交流系統(tǒng)的諧波阻抗?jié)M足式(3)的條件，因此發(fā)生了高頻諧振事件。

2 MMC的諧波阻抗分析及主動(dòng)諧波諧振抑制策略研究

魯西背靠背直流異步聯(lián)網(wǎng)工程柔性直流單元采用的MMC結(jié)構(gòu)如圖3所示[21]，其中，SM1—SMN為半橋結(jié)構(gòu)子模塊，N為上、下橋臂子模塊數(shù)，R為橋臂等效電阻，Lm為橋臂電抗，ip、in為上、下橋臂電流，Udc為直流母線電壓，iout為MMC輸出電流瞬時(shí)值，ugrid為并網(wǎng)點(diǎn)電壓瞬時(shí)值。MMC高壓側(cè)的等效電抗L為橋臂電抗和聯(lián)接變壓器電抗的和。

MMC采用的基本控制結(jié)構(gòu)如圖4所示，其中，Idref、Iqref為dq軸電流參考值，uref為電流控制生成的電壓調(diào)制量，θac為母線電壓相角，upwm，ref為經(jīng)過(guò)PWM控制生成絕緣柵雙極型晶體管(insulated gate bipolar transistor，IGBT)的觸發(fā)信號(hào)，Udc,m和Udc,ref為直流電壓測(cè)量值和參考值，P和Pref為直流功率測(cè)量值和參考值，Q和Qref為與系統(tǒng)交換無(wú)功功率的測(cè)量值和參考值，Ugrid,ref為網(wǎng)側(cè)電壓參考值，Idout和Idref為d軸輸出

圖3 MMC的結(jié)構(gòu)Fig.3 MMC structure

電流測(cè)量值和參考值，Iqout和Iqref為q軸輸出電流測(cè)量值和參考值，ω為角頻率，Udgrid和Udref為d軸電壓前饋值和參考值，Uqgrid和Uqref為q軸電壓前饋值和參考值，uref為參考電壓調(diào)制信號(hào)，upwm,ref為脈沖觸發(fā)信號(hào)。

圖4的控制結(jié)構(gòu)主要包括功率/電壓外環(huán)控制和電流內(nèi)環(huán)控制。外環(huán)控制有2類目標(biāo)——有功功率類目標(biāo)和無(wú)功功率類目標(biāo)，有功功率類目標(biāo)包括Pref和Udc,ref，無(wú)功功率類目標(biāo)包括Qref和Ugrid,ref。外環(huán)控制的作用是根據(jù)不同的控制目標(biāo)生成dq軸電流參考值，電流內(nèi)環(huán)控制的作用是快速跟蹤dq軸電流參考值的變化。

本文所分析的高頻諧振頻率在1 kHz以上，因此慢速的功率/電壓外環(huán)控制可以忽略。同時(shí)由于環(huán)流抑制附加控制的控制目標(biāo)是消除MMC的內(nèi)部環(huán)流，其對(duì)MMC對(duì)外輸出阻抗影響較小[22]；因此，只考慮MMC的電流內(nèi)環(huán)控制，可得MMC的簡(jiǎn)化控制框圖如圖5所示。圖5中：GPI為電流環(huán)PI控制環(huán)節(jié)，Gd為延時(shí)環(huán)節(jié)，GPI和Gd的表達(dá)式分別如式(4)和式(5)所示；KPWM為MMC的調(diào)制系數(shù)，本文中為1；s為拉普拉斯變換中的復(fù)變量。

Gd=e-sTd，

(4)

(5)

式中：Td為延遲時(shí)間常數(shù)；kp、ki分別為比例系數(shù)、積分系數(shù)。

根據(jù)圖5所示的控制框圖，可得[23-24]：

[Ugrid+GPI·(Iref-Iout)]·Gd·KPWM=Uinv.

(6)

圖4 MMC基本控制結(jié)構(gòu)Fig.4 Basic control structure of MMC

圖5 MMC簡(jiǎn)化控制框圖Fig.5 Simplified control structure of MMC

(7)

式中Uinv為MMC輸出電壓。

進(jìn)一步推導(dǎo)出

(8)

只考慮高頻諧波分量時(shí)Iref為0，則MMC諧波輸出阻抗

(9)

由式(9)可知，MMC的諧波阻抗與其橋臂電抗、聯(lián)接變壓器電抗、電流環(huán)PI控制參數(shù)、運(yùn)算延時(shí)和通信延時(shí)等因素有關(guān)。

綜上所述，為破壞MMC與交流系統(tǒng)的諧振條件，可以從以下幾個(gè)方面來(lái)改變MMC的諧波輸出阻抗：

a)減小MMC的延時(shí)，如縮短測(cè)量信號(hào)的延時(shí)、減小控制周期等。

b)增加濾波器，改變MMC的等效諧波阻抗。

c)改進(jìn)MMC的控制結(jié)構(gòu)，從而間接改變MMC的等效諧波阻抗。

前2種方法需要對(duì)硬件設(shè)備進(jìn)行改進(jìn)，對(duì)于已投運(yùn)設(shè)備操作難度較大，第3種方法不需要增加額外的設(shè)備，只需對(duì)原有控制方法進(jìn)行改進(jìn)；因此，本文主要采用第3種方法對(duì)MMC的高頻諧振進(jìn)行抑制。

為了有效地抑制MMC與交流系統(tǒng)的高頻諧振，本文在原控制結(jié)構(gòu)上增加諧波電流環(huán)，對(duì)MMC特定頻率的諧波阻抗進(jìn)行改變，從而破壞MMC與交流系統(tǒng)的諧振條件，達(dá)到抑制諧振的效果。增加了主動(dòng)諧波諧振抑制控制的MMC控制結(jié)構(gòu)如圖6所示。 圖6中：θack為網(wǎng)側(cè)電壓k次諧波分量相角；idharm、iqharm為MMC輸出電流k次諧波分量的dq軸測(cè)量值；Idrefh、Iqrefh為MMC輸出電流k次諧波分量dq軸參考值，一般為0；諧波諧振抑制控制通過(guò)獨(dú)立的dq軸諧波電流環(huán)PI控制產(chǎn)生dq軸電壓調(diào)制量參考值udrefh、uqrefh。udrefh、uqrefh轉(zhuǎn)換成諧波電流環(huán)的電壓調(diào)制量uharm，ref后，與電流內(nèi)環(huán)產(chǎn)生的電壓調(diào)制量相加得到最終的電壓調(diào)制量。主動(dòng)諧波諧振抑制控制只對(duì)MMC特定次數(shù)的諧波阻抗進(jìn)行修正，其他頻段的阻抗保持不變，因此該方法對(duì)MMC特定頻率的諧振抑制效果較為明顯。改進(jìn)后的MMC諧波阻抗

(10)

諧波監(jiān)測(cè)裝置是換流站內(nèi)的裝置，負(fù)責(zé)監(jiān)測(cè)換流站母線電壓諧波和出線電流諧波。當(dāng)諧波監(jiān)測(cè)裝置監(jiān)測(cè)到MMC輸出電流的諧波分量大于某一定值時(shí)，則將諧波電流iharm和諧波次數(shù)k傳輸給諧波諧振抑制控制，諧波諧振抑制控制通過(guò)諧波電流環(huán)對(duì)MMC輸出電流中的諧波分量進(jìn)行抑制。

圖6 帶主動(dòng)諧波諧振抑制控制的MMC控制結(jié)構(gòu)Fig.6 MMC control structure with active harmonic oscillation suppression method

3 PSCAD/EMTDC仿真驗(yàn)證

表1為直流換流器主要參數(shù)。根據(jù)表1所示參數(shù)與式(9)，可得MMC輸出阻抗的相頻特性和幅頻特性如圖7所示。

表1 直流換流器主要參數(shù)Tab.1 MMC main parameters

圖7 MMC輸出阻抗相頻特性與幅頻特性Fig.7 Phase-frequency and amplitude-frequency characteristics of MMC output impedance

由圖7可知，當(dāng)諧波頻率超過(guò)1 000 Hz時(shí)，MMC輸出阻抗呈感性且角度遠(yuǎn)大于90°。魯西背靠背異步聯(lián)網(wǎng)工程發(fā)生高頻諧振時(shí)，交流系統(tǒng)的等效阻抗如圖8所示，其中，電感Ls=0.25 H，電容Cs=0.09 μF，電阻Rs=3 550 Ω，其波特圖如圖9所示。

圖8 交流系統(tǒng)諧波阻抗Fig.8 Harmonic impedance of AC system

由圖9可知，在1 300 Hz附近(即26倍頻，由于模型和參數(shù)誤差，諧振頻率與實(shí)際頻率接近但不完全一致)，魯西背靠背直流異步聯(lián)網(wǎng)工程柔性直流單元輸出阻抗與交流系統(tǒng)諧波阻抗幅值相等，相位相差180°，因此MMC與交流系統(tǒng)發(fā)生諧振。MMC輸出的諧波電流不僅會(huì)導(dǎo)致并網(wǎng)點(diǎn)電壓的嚴(yán)重畸變，還會(huì)通過(guò)架空線進(jìn)行傳播，對(duì)更廣范圍內(nèi)的一次設(shè)備造成損壞。

圖9 MMC阻抗與交流系統(tǒng)諧波阻抗波特圖Fig.9 Bode diagram of MMC impedance and harmonic impedance of AC system

利用上述模型對(duì)魯西背靠背直流異步聯(lián)網(wǎng)工程柔性直流單元的高頻諧振現(xiàn)象進(jìn)行復(fù)現(xiàn)。圖10和圖11分別為魯西背靠背異步聯(lián)網(wǎng)工程高頻諧振電流和電壓波形圖，其中，Iouta為MMC輸出A相電流，Uac為MMC網(wǎng)側(cè)電壓。啟動(dòng)仿真，MMC輸出功率達(dá)到100 MW穩(wěn)定的過(guò)程中，MMC輸出電流中出現(xiàn)了較大的諧波分量，經(jīng)過(guò)傅里葉分析可知其中以26次諧波為主。由圖12可知，當(dāng)仿真進(jìn)行到1.45 s時(shí)，MMC輸出電流的26倍頻分量達(dá)到了A相52 A。同時(shí)，MMC網(wǎng)側(cè)電壓也出現(xiàn)了較大的26倍頻分量，該現(xiàn)象與魯西背靠背異步聯(lián)網(wǎng)工程的高頻諧振事件基本一致。

圖10 魯西背靠背異步聯(lián)網(wǎng)工程高頻諧振電流波形Fig.10 High-frequency resonance current waveform of Luxi back-to-back asynchronous interconnection HVDC project

圖11 魯西背靠背異步聯(lián)網(wǎng)工程高頻諧振電壓波形Fig.11 High-frequency resonance voltage waveform of Luxi back-to-back asynchronous interconnection HVDC project

圖12為26次諧波電流有效值，當(dāng)仿真進(jìn)行到1.45 s時(shí)，啟動(dòng)主動(dòng)諧波諧振抑制功能；圖13為有諧波諧振抑制控制時(shí)MMC輸出電流波形。

圖12 26次諧波電流有效值Fig.12 RMS value of 26th harmonic current

圖13 有諧波諧振抑制控制時(shí)MMC輸出電流波形Fig.13 MMC output current waveform with harmonic oscillation suppression control

由圖12和13可知，當(dāng)主動(dòng)諧波諧振抑制控制啟動(dòng)后，MMC輸出電流諧波分量Iharm降低到1.3 A，同時(shí)MMC并網(wǎng)點(diǎn)電壓諧波分量快速消失。諧波諧振抑制控制啟動(dòng)過(guò)程中，MMC輸出功率有所降低，經(jīng)一定延時(shí)后逐漸恢復(fù)。

有諧波諧振抑制控制時(shí)MMC輸出電流和網(wǎng)側(cè)電壓波形如圖14所示?？梢钥闯?，啟動(dòng)主動(dòng)諧波諧振抑制控制功能后，MMC并網(wǎng)點(diǎn)電壓諧波含量明顯降低。主要因?yàn)楫?dāng)啟動(dòng)主動(dòng)諧波諧振抑制功能后，MMC諧振頻率下的諧波阻抗發(fā)生改變，MMC與交流系統(tǒng)的諧振條件被破壞；所以MMC輸出電流的諧波分量迅速減小，MMC逐漸恢復(fù)穩(wěn)定運(yùn)行。當(dāng)交流系統(tǒng)運(yùn)行方式發(fā)生變化，如西百乙線或西馬線恢復(fù)運(yùn)行后，可以關(guān)閉MMC的主動(dòng)諧波抑制功能。

圖14 有諧波諧振抑制控制時(shí)MMC網(wǎng)側(cè)電壓波形Fig.14 Grid-side voltage waveform of MMC with harmonic oscillation suppression control

4 結(jié)束語(yǔ)

本文首先介紹了魯西背靠背異步聯(lián)網(wǎng)工程高頻諧振事件發(fā)生的背景，并利用阻抗分析法闡釋了其內(nèi)在機(jī)理；其次，推導(dǎo)了MMC諧波阻抗的簡(jiǎn)化計(jì)算公式，并提出了主動(dòng)諧波諧振抑制控制功能，該方法在MMC原有控制結(jié)構(gòu)上增加諧波電流環(huán)控制，對(duì)MMC特定頻率的諧波阻抗進(jìn)行修正，破壞MMC與交流系統(tǒng)的諧振條件，從而達(dá)到抑制MMC高頻諧振的目的；最后，在PSCAD/EMTDC中搭建了魯西背靠背異步聯(lián)網(wǎng)工程的仿真模型。仿真結(jié)果表明，本文所提主動(dòng)諧波諧振抑制策略可以對(duì)MMC輸出電流諧波分量進(jìn)行快速、有效抑制，具有較好的工程應(yīng)用前景。