丁峰，王輝，李圣乾，楊劍，王寒

(三峽大學(xué) 電氣與新能源學(xué)院，湖北 宜昌 443002)

目前，傳統(tǒng)非可持續(xù)能源(如石油、天然氣等)在全球能源消耗中依舊占主導(dǎo)地位，世界面臨著資源匱乏、大氣污染等諸多挑戰(zhàn)，因此可再生能源的開發(fā)利用受到越來越多的研究和關(guān)注。其中太陽能源具有方便快捷、永不枯竭的特性，成為廣大國內(nèi)外研究學(xué)者的重點(diǎn)研究對象[1-5]。我國地域幅員遼闊，光照時(shí)間充足，更有利于光伏發(fā)電的研究與推廣。

隨著社會(huì)的高速發(fā)展，電力需求量越來越大，光伏發(fā)電進(jìn)入全面規(guī)劃研究階段，呈現(xiàn)出良好的發(fā)展前景[6-11]。全球光伏系統(tǒng)的總裝機(jī)容量到2020年將達(dá)到92 GW，光伏發(fā)電系統(tǒng)規(guī)模越來越大，系統(tǒng)總成本越來越高，而光伏系統(tǒng)中變換器的平均價(jià)格到2020年下降到0.09 元/W[12]。雖然光伏系統(tǒng)中變換器占總成本的十分之一左右，但變換器的性能關(guān)乎整個(gè)光伏系統(tǒng)的性能，其重要程度不言而喻[13]。在傳統(tǒng)的光伏系統(tǒng)結(jié)構(gòu)中，光伏電池組件經(jīng)并聯(lián)或串聯(lián)后與DC/DC變換器相連，再由DC/DC變換器升壓后，通過逆變器直接與電網(wǎng)或負(fù)載相連。該結(jié)構(gòu)存在系統(tǒng)成本高、工作效率低、變換器使用數(shù)量多、輸入輸出增益低、器件應(yīng)力高等缺點(diǎn)[14-20]。文獻(xiàn)[21]提出的傳統(tǒng)光伏系統(tǒng)結(jié)構(gòu)包括集中型結(jié)構(gòu)、組串型結(jié)構(gòu)及多路組串型結(jié)構(gòu)。集中型結(jié)構(gòu)是先由多個(gè)光伏發(fā)電組件串聯(lián)或者并聯(lián)，再經(jīng)過一個(gè)大功率的DC/AC變換器直接與電網(wǎng)相連；這種結(jié)構(gòu)會(huì)引起電池組之間的不匹配，導(dǎo)致輸出光伏模塊的電壓通常低于50 V。組串型結(jié)構(gòu)是由多個(gè)光伏發(fā)電模塊串聯(lián)升壓之后再與配套的逆變器相連，然后與電網(wǎng)或者負(fù)載相連；這種結(jié)構(gòu)中某塊光伏發(fā)電模塊損壞將引起整個(gè)系統(tǒng)失靈，可靠性較低。多路組串型結(jié)構(gòu)是在組串型結(jié)構(gòu)中加入配套的DC/DC變換器，再通過公共的逆變器與電網(wǎng)或者負(fù)載相連；此類結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)靈活，升壓能力強(qiáng)，但仍然存在組串型結(jié)構(gòu)可靠性低的缺點(diǎn)。為了解決以上問題，目前專家學(xué)者提出一種基于獨(dú)立光伏組件的微型逆變系統(tǒng)，該系統(tǒng)與傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)相比較具有效率高、可靠性高及系統(tǒng)成本低等特點(diǎn)。但是，無論哪種光伏發(fā)電結(jié)構(gòu)，要想使系統(tǒng)結(jié)構(gòu)最優(yōu)，改善變換器的使用情況，用于光伏系統(tǒng)的變換器必須具備高升壓能力。目前光伏系統(tǒng)中DC/DC變換器可分為隔離型與非隔離型。文獻(xiàn)[22-23]提出了一種開關(guān)電容、電感變換器，此變換器效率高、集成度高，但是輸入輸出增益相對較低。文獻(xiàn)[24]提出了一種諧振型變換器，該變換器功率密度高，系統(tǒng)利用率好，但控制策略相對復(fù)雜。文獻(xiàn)[25]提出了一種隔離型DC/DC變換器，該變換器實(shí)現(xiàn)了零電壓開通，提高了變換器效率；但是這種變換器使用了笨重的隔離變壓器，增加了系統(tǒng)體積與成本，且引入了較大的漏感和寄生參數(shù)，引起變換器電壓應(yīng)力尖峰。文獻(xiàn)[26]提出了一種改進(jìn)的模塊化多電平變換器，具有比傳統(tǒng)模塊化多電平變換器更多的輸出電平數(shù)且無需濾波，降低了系統(tǒng)硬件成本。

本文提出了一種基于二極管-電容倍增器(diode-capacitor multiplier，DCM)單元的高升壓非隔離型DC/DC變換器。首先對變換器的工作原理及工作性能進(jìn)行闡述，然后通過仿真及實(shí)驗(yàn)對所提變換器具有的高輸入輸出增益、低器件應(yīng)力及控制策略簡單等優(yōu)點(diǎn)進(jìn)行驗(yàn)證，論述其在光伏發(fā)電系統(tǒng)的適用性，最后對變換器的損耗進(jìn)行理論分析。

1 工作原理

變換器總拓?fù)淙鐖D1所示，圖2是包含2組DCM單元的拓?fù)鋱D，其中，uin為電源電壓，L1—L4為輸入電感，D1—D4為輸入相二極管，C1、C2為輸入相電容，S1、S2為開關(guān)管，C11—C1n、C21—C2n為DCM單元中電容，D11—D1n、D11—D2n為DCM單元中二極管，DO1、DO2為輸出二極管，CO為輸出電容，R為負(fù)載，uin、uout為輸入、輸出電壓。為了便于分析，以下所有分析過程均作以下假設(shè)：①電感電流iL1、iL2、iL3、iL4連續(xù)；②所有電容容值足夠大，忽略電容電壓紋波影響。

本文采用交錯(cuò)并聯(lián)控制，即開關(guān)管S1、S2相差180°導(dǎo)通，這種控制策略可以減小輸入電流及其紋波影響。以圖2為例，當(dāng)開關(guān)S1導(dǎo)通、S2關(guān)斷時(shí)，電感L3、L4，電容C2，二極管D21、D22，電容C11、C12構(gòu)成給電容C11、C12充電的回路；當(dāng)開關(guān)S2導(dǎo)通、S1關(guān)斷時(shí)，電感L1、L2，電容C1，二極管D11、D12，電容C11、C12構(gòu)成給電容C11、C12放電的回路。這樣，電容C11、C12就實(shí)現(xiàn)了安秒平衡。同理，電容C21、C22也能實(shí)現(xiàn)安秒平衡，變換器實(shí)現(xiàn)了自動(dòng)均流，省去了復(fù)雜的控制策略。

圖1 變換器總拓?fù)銯ig.1 General topology of the converter

圖2 2組DCM拓?fù)銯ig.2 2 sets of DCM topology

圖3為變換器一個(gè)周期內(nèi)的主要工作波形(占空比D=0.6)，其中，uC11、uC12、uC21、uC22為DCM單元中電容電壓，uS1、uS2為開關(guān)管電壓，uD11、uD12、uD21、uD22為DCM單元中二極管電壓，TS為總開關(guān)周期，DS1TS為開關(guān)管1開關(guān)周期，DS1為開關(guān)管S1的占空比，DS2TS為開關(guān)管2開關(guān)周期，DS2為開關(guān)管S2的占空比。

圖3 一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的主要波形Fig.3 Main waveforms in a switching cycle TS

圖4為3種開關(guān)模態(tài)的等效電路。變換器工作模態(tài)如下：

開關(guān)模態(tài)1(t0—t1,t2—t3)：開關(guān)S1、S2均導(dǎo)通，二極管D1—D4導(dǎo)通，其余二極管均關(guān)斷；電感L1—L4充電，電容C1、C2充電；電流iL1、iL2、iL3、iL4均線性上升；輸出電容CO單獨(dú)給負(fù)載供電。

開關(guān)模態(tài)2(t1—t2)：開關(guān)S1導(dǎo)通，S2關(guān)斷，二極管D1、D2、D21、D22、DO1均導(dǎo)通，其余均關(guān)斷；電感電流iL1、iL2繼續(xù)上升，iL3、iL4線性下降，電感L3、L4，電容C2通過二極管D21、D22給電容C11、C12充電，同時(shí)又對電容C21、C22放電；電容電壓uC11、uC12升高，電容電壓uC21、uC22降低。

開關(guān)模態(tài)3(t3—t4)：開關(guān)S2導(dǎo)通，S1關(guān)斷，二極管D3、D4、D11、D12、DO2均導(dǎo)通，二極管D1、D2、D21、D22、DO1均關(guān)斷；電感電流iL3、iL4線性上升，iL1、iL2線性下降，電感L1、L2，電容C1通過二極管D11、D12給電容C21、C22充電，同時(shí)又對電容C11、C12放電；電容電壓uC21、uC22升高，電容電壓uC11、uC12降低。此模態(tài)結(jié)束，開始下一個(gè)開關(guān)周期的工作。

2 性能分析與性能對比

本節(jié)根據(jù)上述變換器的工作模態(tài)，對所提變換器進(jìn)行性能分析，將分析結(jié)果應(yīng)用到n個(gè)DCM單元中，并將本文所提變換器與其他3種變換器的性能進(jìn)行對比。

2.1 變換器輸出增益

根據(jù)電感的伏秒平衡可得：

(1)

(2)

(3)

由開關(guān)模態(tài)1可得

uC1=uC2=uin.

(4)

由開關(guān)模態(tài)2可得

圖4 3種開關(guān)模態(tài)的等效電路Fig.4 Equivalent circuits of three switching modes

uC21=uC12.

(5)

由開關(guān)模態(tài)3可得

uC11=uC22.

(6)

由式(1)—(4)可以得到

(7)

(8)

所提變換器的電壓增益

(9)

同理，推廣到n個(gè)DCM單元可得

(10)

由式(10)可知，所提變換器的增益高且可調(diào)。

2.2 開關(guān)器件電壓應(yīng)力

根據(jù)圖4所示變換器的工作原理及模態(tài)分析可知開關(guān)管電壓應(yīng)力

(11)

輸出二極管DO1、DO2的電壓應(yīng)力

(12)

DCM單元中包含的二極管的電壓應(yīng)力

(13)

同理，應(yīng)用到n個(gè)DCM單元可得

(14)

輸出二極管DO1、DO2的電壓應(yīng)力

(15)

DCM單元中包含的二極管的電壓應(yīng)力

(16)

綜上所述，與傳統(tǒng)變換器相比，本文所提的基于n個(gè)DCM單元的變換器開關(guān)管及二極管的電壓應(yīng)力都得到了很大的降低，且可以隨著DCM單元的變化調(diào)節(jié)，適用于對增益要求不同的場合，可以更自由地選擇耐壓較低的開關(guān)器件，降低變換器損耗，提高變換器效率。

2.3 開關(guān)器件電流應(yīng)力

假設(shè)：①電感電流iL1、iL2、iL3、iL4連續(xù)，忽略紋波影響，設(shè)有效值分別為IL1、IL2、IL3、IL4；②本拓?fù)渌卸O管電流均用平均值表示，且忽略其紋波影響；③輸入電流平均值為Iin，忽略紋波影響。由DCM單元中電容的安秒平衡得：

IDO1(1-D)TS=ID12(1-D)TS.

(17)

IDO2(1-D)TS=ID22(1-D)TS.

(18)

(IDO2+ID12)(1-D)TS=(ID21+ID22)(1-D)TS.

(19)

(IDO1+ID22)(1-D)TS=(ID11+ID12)(1-D)TS.

(20)

由式(17)—(20)可得

ID11=ID12=ID21=ID22=IDO1=IDO2.

(21)

又有：

(22)

綜上可得：

(23)

(24)

可知，電感電流實(shí)現(xiàn)了自動(dòng)均流，不需要復(fù)雜的控制策略。

由上述分析，結(jié)合拓?fù)涞墓ぷ髟硪椎瞄_關(guān)管平均電流IS1、IS2為：

(25)

同理，推廣到n個(gè)DCM單元可得：

(26)

(27)

(28)

綜上所述，本文所提變換器實(shí)現(xiàn)了自動(dòng)均流，簡化了控制策略。變換器輸出增益高，開關(guān)器件電壓、電流應(yīng)力低，且隨著DCM單元的變化而變化，變換器靈活，適用于高升壓場合。

2.4 性能對比

本文所提變換器與其他3種變換器的對比見表1。

表1 本文變換器與其他3種變換器對比Tab.1 Comparison between the converter in this paper and the other three converters

由表1可知：本文所提變換器較其他3種變換器輸入輸出電壓增益高；其他變換器雖然開關(guān)應(yīng)力低，但所用開關(guān)器件多，變換器成本高，損耗大。因此，本文所提變換器較適用于光伏發(fā)電系統(tǒng)中的高輸入輸出增益場合。

該變換器與其他變換器相比較尚存在一些瑕疵。雖然該變換器在電壓增益及器件應(yīng)力方面存在優(yōu)勢，但在變換器利用率方面還有待提升。如目前應(yīng)用于光伏發(fā)電中的多端口DC/DC變換器，該類變換器可連接若干個(gè)太陽能電池板，不僅可以實(shí)現(xiàn)資源的充分利用，還可以實(shí)現(xiàn)輸入源的功率管理和控制。

3 仿真分析

本文基于PSIM搭建變換器仿真模型?；痉抡鎱?shù)為：額定功率PO=600 W，輸入電壓uin=40 V，輸出電壓uout=600 V，負(fù)載R=600 Ω，開關(guān)頻率fs=50 kHz，占空比D=0.6。主要器件選型為：電感值L1=L2=L3=L4=250 μH;電容值C1=C2=80 μF;DCM中電容值均為20 μF;輸出電容值CO=50 μF。實(shí)驗(yàn)波形如圖5所示。由圖5(a)輸入輸出電壓波形圖可知，輸入電壓為 40 V，輸出電壓近似600 V，與理論值相似。由圖 5(b)DCM單元中電容電壓波形圖可知，電容電壓為200 V，與理論計(jì)算值一致。由圖5(c)電感電流波形圖可知，所有電感電流均為4.2 A，與理論值相似。L1、L3電流同相位，L2、L4電流同相位，且兩兩相差180°，符合開關(guān)管交錯(cuò)并聯(lián)導(dǎo)通規(guī)則。由圖5(d)開關(guān)管電壓、電流波形圖可知，2個(gè)開關(guān)管的電壓應(yīng)力均為200 V，為輸出電壓的1/3，與理論分析一致。由圖5(e)二極管電壓波形圖可知，DCM單元中二極管電壓均為400 V，與理論計(jì)算一致。由圖5(f)二極管電壓、電流波形圖可知，二極管DO1、DO2電壓均為200 V，二極管DO1、DO2電流均為2.5 A，與理論值相似。

4 實(shí)驗(yàn)樣機(jī)關(guān)鍵參數(shù)計(jì)算

本節(jié)給出了所提變換器關(guān)鍵器件的參數(shù)計(jì)算。基本參數(shù)設(shè)定為：額定功率PO=300 W、開關(guān)頻率fs=50 kHz、占空比D=0.6、負(fù)載R=300 Ω、輸出電壓uout=300 V、輸出電流iout=1 A。則其輸入電壓uin=20 V、輸入電流iin=15 A。

a)對于開關(guān)管：由第2節(jié)性能分析與性能對比可知，開關(guān)管電流iS=6.5 A、開關(guān)管電壓uS=100 V；可見開關(guān)管電壓為輸出電壓的1/3，有利于開關(guān)管的選型與散熱器的設(shè)計(jì)。

b)對于二極管：由第2節(jié)性能分析與性能對比可知，二極管電流iD=2.5 A、二極管電壓uD=200 V；二極管電壓為輸出電壓的2/3，有利于二極管的選型與散熱器的設(shè)計(jì)。

圖5 仿真波形Fig.5 Simulationwaveforms

5 實(shí)驗(yàn)分析

為驗(yàn)證上述分析，搭建了額定功率PO=300 W的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，基本參數(shù)為：輸入電壓uin=20 V，輸出電壓uout=300 V，負(fù)載R=300 Ω，開關(guān)頻率fs=50 kHz，占空比D=0.6。主要器件選擇為：電感L1=L2=L3=L4=250 μH；考慮到實(shí)驗(yàn)室電容規(guī)格，選取電容值C1=C2=40 μF；為設(shè)計(jì)電路簡便，DCM中電容值均取為10 μF；輸出電容值CO=50 μF。實(shí)驗(yàn)波形如圖6所示。

由圖6(a)輸入輸出電壓波形圖可知，輸入電壓為20 V，輸出電壓300 V，與理論值相似。由圖6(b)DCM單元中電容電壓波形圖可知，電容電壓均為100 V，與理論值一致。由圖6(c)電感電流波形圖可知，所有電感電流均為3.7 A，與理論值相似。由圖6(d)開關(guān)管電壓、電流波形圖可知，2個(gè)開關(guān)管的電壓應(yīng)力均為100 V，為輸出電壓的1/3，與理論分析一致。由圖6(e)二極管電壓波形圖可知，DCM單元中二極管電壓均為200 V，與理論計(jì)算一致。由圖6(f)二極管DO1、DO2電壓、電流波形圖可知，二極管DO1、DO2電壓均為100 V，電流均為2.5 A，與理論值相似。圖7是該變換器實(shí)測效率曲線，由圖7可知，在輸出功率為額定功率時(shí)效率最大為94.3%。

圖6 實(shí)驗(yàn)波形Fig.6 Experimental waveforms

圖7 效率曲線Fig.7 Efficiency curve

6 損耗分析

本節(jié)對變換器各元件進(jìn)行了詳細(xì)的損耗計(jì)算，給出了效率的理論分析值，計(jì)算所提變換器中每個(gè)器件的損耗，并給出各元件損耗占總損耗的百分比。

a)設(shè)PCON為所提變換器開關(guān)管的導(dǎo)通損耗，Ron為主開關(guān)管的導(dǎo)通電阻，Isrms為通過主開關(guān)管的電流有效值，則有：

Isrms=[(IL1+IL2)2D+

(IL1+IL2+ID21+ID22)2(1-D)]0.5=9.8 A.

(29)

(30)

b)開關(guān)管的開關(guān)損耗

(31)

式中：US為平均電壓；IS為平均電流；tf為開關(guān)時(shí)間。

開關(guān)管的總損耗PS=PCON+PSW=8.3 W.

c)設(shè)PC為所提變換器電容損耗，因?yàn)殡娙荼旧泶嬖趯?dǎo)通時(shí)的電阻，會(huì)產(chǎn)生電阻的熱效應(yīng)，所以電容的損耗應(yīng)該由其電流的有效值ICRMS來計(jì)算，即：

ICRMS=[(ID11+ID22)2(1-D)+

(ID12+IDo2)2(1-D)]0.5=3.3 A.

(32)

(33)

式中RSRC=6.9 mΩ為電容等效電阻。

d)所提變換器所有二極管的導(dǎo)通損耗

PDCON=10vFID=3.2 W.

(34)

式中：vF為二極管正向?qū)▔航?；ID為二極管平均電流。本文所選二極管為IDT12s60c，其反向恢復(fù)電流在工作時(shí)特別小，故忽略其反向恢復(fù)損耗。

e)設(shè)PL為所提變換器的電感損耗，電感選用KT157-45，其參數(shù)如下：磁心外徑do=39.9 mm，磁心內(nèi)徑di=24.1 mm，磁心橫截面積Ae=1.06 cm2，磁心體積V=10.7 cm3，電感因數(shù)AL=130 nH/N2(N為線圈匝數(shù))。由本文第4節(jié)關(guān)鍵參數(shù)計(jì)算以及第5節(jié)實(shí)驗(yàn)分析可知所提變換器的開關(guān)頻率fs=50 kHz，電感L=250 μH，電感電流為3.75 A，則其電流紋波

(35)

式中Imax為電感電流最大值。

線圈匝數(shù)

(36)

最大磁通密度

(37)

最大交流磁通密度

(38)

磁心損耗

PFe=VPL=1.39 W.

(39)

線圈損耗

(40)

電感損耗

PL=PFe+PCu=6.36 W.

(41)

f)設(shè)Pother為所提變換器的其他損耗。其他損耗包括導(dǎo)線損耗等，占總功率的0.5%。

本文所提變換器的效率理論值

η=Po·(Po+PCON+PSW+PDCON+

PC+PL+Pother)-1=93.6%.

(42)

綜上所述，變換器在額定工況下效率最高為93.6%。

表2為主要功率器件損耗所占總損耗的百分比。由表2可知開關(guān)管損耗與電感損耗為本文所提變換器的主要損耗。

表2 損耗分析Tab.2 Power loss analysis

7 結(jié)論

本文提出一種基于DCM單元的高升壓非隔離型DC/DC變換器，詳細(xì)闡述了所提變換器的工作原理、工作模態(tài)、關(guān)鍵參數(shù)設(shè)計(jì)及各元件損耗計(jì)算，并通過仿真及300 W實(shí)驗(yàn)樣機(jī)分析驗(yàn)證了該變換器的特性，結(jié)果表明：①該變換器具有很高的輸入輸出增益，在不同高升壓應(yīng)用場合，通過調(diào)節(jié)DCM單元數(shù)量即可改變輸入輸出增益及器件電壓應(yīng)力，適用于對增益要求不同的場合；②該變換器電感電流實(shí)現(xiàn)了自動(dòng)均流，無需其他復(fù)雜控制策略；③與傳統(tǒng)的變換器相比，該變換器開關(guān)管的電壓、電流應(yīng)力得到了較大的降低，器件選型容易。綜上所述，該變換器輸入輸出增益高，器件應(yīng)力低，控制策略簡單，較適用于要求功率較高的光伏系統(tǒng)。