劉宇婕，張文梅

(山西大學(xué) 物理電子工程學(xué)院，山西 太原 030006)

0 引 言

移相器用于調(diào)整系統(tǒng)中的傳輸相位.它們是相控陣中執(zhí)行自適應(yīng)波束成形或波束控制的關(guān)鍵元素;它們還可用于通信的同相調(diào)制系統(tǒng)[1-3].目前已經(jīng)開發(fā)了多種技術(shù)來實現(xiàn)具有低成本、功能多、兼容性強的可調(diào)諧移相器.它們可以分為具有可調(diào)無源或有源元件的數(shù)字或模擬類型.通常使用的無源移相器有開關(guān)型和反射型兩種.開關(guān)型由簡單的傳輸線部分組成，通過切換不同的延遲網(wǎng)絡(luò)以獲得所需的相位延遲[4,5].然而，開關(guān)型移相器本質(zhì)上是數(shù)字移相器，如果需要大量相位狀態(tài)則會導(dǎo)致移相器變得笨重.憑借固有的出色輸入和輸出匹配，反射型移相器已成為模擬移相器的流行選擇.同時，相控陣天線的模擬相位調(diào)制器和微波波束形成器中，需要全360°移相器.通常采用兩種方法來達(dá)到完整的360°相對相移范圍.第一種方法側(cè)重于通過多個變?nèi)荻O管的適當(dāng)布置來增強反射負(fù)載[6-9].第二種方法是采用阻抗變換正交耦合技術(shù)[10]修正正交耦合器，使移相器達(dá)到360°相對相移范圍.

本文中提出了一種新穎的移相器，它具有較大的工作帶寬，通過調(diào)整施加到變?nèi)荻O管兩端的電壓，改變了二極管的電容，使輸出波的反射相位變化.該移相器通過對加載的傳輸線進(jìn)行彎折，并優(yōu)化彎折線之間的縫隙，減小了移相器的整體尺寸，同時展寬了移相器的帶寬.

1 反射式移相器

基于3 dB的定向耦合器的反射式移相器如圖1 所示，信號由1端口輸入，2端口輸出.端口3和4是反射端口.信號從輸入端口1進(jìn)入，經(jīng)過反射端口，在1端口反相抵消，全部由端口2輸出.通過改變反射端口的阻抗，實現(xiàn)相移.

圖1 反射式移相器結(jié)構(gòu)Fig.1 The structure of reflective phase shifter

移相器的相移量由反射終端負(fù)載的反射系數(shù)決定.當(dāng)終端負(fù)載是變?nèi)荻O管時，其等效電路如圖2 所示.

圖2 反射式移相器的基本電路Fig.2 Basic circuit of reflective phase shifter

設(shè)微帶線特性阻抗為Z0，變?nèi)荻O管阻抗為ZL=R+jX,則反射系數(shù)

(1)

當(dāng)變?nèi)荻O管為理想二極管時，RS為0，則S21的相位

(2)

2 移相器設(shè)計

將彎折線結(jié)構(gòu)應(yīng)用到上述的反射型移相器結(jié)構(gòu)中，可以減小移相器的體積.改進(jìn)后移相器的結(jié)構(gòu)分為3層：最上層是貼片，中間是介質(zhì)層，最底層為接地板.介質(zhì)層的相對介電常數(shù)為6.15，厚度為0.635 mm，損耗正切角為 0.002 5.貼片結(jié)構(gòu)如圖3 所示，貼片整體左右對稱，由兩個級聯(lián)的4端口定向耦合器與基于變?nèi)荻O管的可調(diào)諧反射電路集成在一起.圖3 中黑色虛線框內(nèi)的部分為反射電路，黑色部分為變?nèi)荻O管，調(diào)節(jié)施加到它兩端的電壓可以改變二極管的電容，從而使得反射相位變化.變?nèi)荻O管的一端與4端口耦合器連接，另一端連接著一段傳輸線.該貼片整體的尺寸大小是(18×11.2)mm2，改進(jìn)后相對尺寸為0.68λg×0.42λg.表1 給出了該移相器結(jié)構(gòu)的詳細(xì)尺寸.

表1 移相器結(jié)構(gòu)參數(shù)表Tab.1 The structure parameter of phase shifter

圖3 移相器貼片的結(jié)構(gòu)Fig.3 The patch of the phase shifter

3 移相器參數(shù)分析

在設(shè)計移相器的過程中發(fā)現(xiàn)，移相器傳輸線長度l2和l4都會影響移相器的頻率，結(jié)果如圖4，圖5 所示.其中變?nèi)荻O管的電容控制在0.6 pF，圖4 給出了不同l2時移相器的S11.當(dāng)l2選擇3.3 mm 時，移相器工作在5.02～5.53 GHz及5.74～6.24 GHz，當(dāng)l2選擇3.8，4.3，4.8 mm時，分別工作在5.32～6.67 GHz，5.47～6.46 GHz，5.14～6.35 GHz.通過觀察看出：當(dāng)選擇較大的l2時，移相器的頻率會小，但是相對帶寬在l2=3.8 mm之后就沒有什么影響了.所以采用l2=3.8 mm保證尺寸更小.

圖4 不同l2時移相器的S11Fig.4 S11 of phase shifter with different l2

在確定了l2的長度后，改變反射電路傳輸線長度l4使得移相器的帶寬和頻率都發(fā)生變化，結(jié)果如圖5 所示.當(dāng)l4選擇1 mm時，移相器工作在4.3～4.6 GHz及4.91～5.1 GHz；當(dāng)l4選擇1.5 mm時，移相器工作在4.03～4.25 GHz及 4.57～4.67 GHz；當(dāng)l4選擇2 mm時，移相器工作在6.05～6.99 GHz(相對帶寬為14.4%)；當(dāng)l4選擇2.5 mm時，移相器工作在5.32～6.67 GHz(相對帶寬為22.5%).當(dāng)采用l4=2.5mm時移相器帶寬最寬.

圖5 不同l4時移相器的S11Fig.5 S11 of phase shifter with different l4

為了減小互耦的影響，需要合理設(shè)計彎折后兩個微帶線之間的距離w3.圖6 為不同w3時移相器的S11，可以觀察出移相器的縫隙寬度也可以影響到移相器的工作頻帶.當(dāng)w3選擇0.35 mm，0.41 mm 時，移相器分別工作在6.38～6.73 GHz(相對帶寬為5.2%),5.51～6.64 GHz(相對帶寬為18.27%)；w3=0.47 mm時，移相器無法工作.可見，當(dāng)采用w3=0.41 mm時移相器工作頻帶更寬，同時保證尺寸更小.

圖6 不同w3時移相器的S11Fig.6 S11 of phase shifter with different w3

4 移相器的仿真結(jié)果

本文設(shè)計的移相器通過改變加到變?nèi)荻O管的電壓來調(diào)整其輸出相位，當(dāng)偏置電壓從12 V變化到0 V時，電容調(diào)諧范圍為0.18～1.1 pF.圖7 給出了不同電容下移相器的S參數(shù)和相位變化曲線，在電容C從0.18～1.1 pF變化時選取了幾個典型的電容值，表2 給出了具體數(shù)值.可以看到，移相器的工作頻段為5.51～6.64 GHz，相應(yīng)的插入損耗也是小于1.86 dB的，在工作頻帶內(nèi)最大相移量達(dá)到了406.77°.

圖7 移相器的仿真結(jié)果圖Fig.7 Phase shifter simulation results

為了更清楚地看出當(dāng)加載變?nèi)荻O管時電容變化對移相器相位的影響，圖8 給出了在5.6 GHz，5.9 GHz，6.2 GHz，6.6 GHz時的相位隨電容變化的曲線.從圖8 中可以看出，在5.6 GHz，5.9 GHz，6.2 GHz，6.6 GHz時，移相器的相位分別從350°變化到246°，228°變化到166°，150°變化到98°，51°變化到3°.當(dāng)電容增加到一定范圍時，相位的變化趨于平緩.

圖8 移相器相位隨電容的變化Fig.8 Phase shifter phase change with capacitance

表2 移相器仿真結(jié)果Tab.2 Phase shifter simulation results

5 結(jié) 論

本文設(shè)計了基于變?nèi)荻O管的小型反射移相器，通過調(diào)整施加到變?nèi)荻O管的電壓改變它的電容，使輸出波的反射相位變化；通過對反射電路的傳輸線進(jìn)行彎折實現(xiàn)移相器小型化.觀察了電容在0.18～1.1 pF下移相器相位的變化，并且觀察出在5.6,5.9,6.2,6.6 GHz下隨電容變化時，相位均發(fā)生了大約50°的變化.